1.集成电路输入的电压和功率

可以通过增大在标签天线和整流器的输出结构之间传输的功率来提升阅读器和标签之间的传输能力。

这个完整的系统可以用一个通过匹配电流连接到IC上的天线进行建模，如图1.12所示。

图1.12 天线匹配和整流器输入简化模型

在计算IC终端输入电压和功率以及导出标签的输入阻抗之前，必须首先考虑匹配网络所带来的影响。

根据Barnett[BAR 09]提出的理论，没有必要使用一个具有感应探测序列的经典的L匹配单元，因为需要的R_in/R_a必须高到可以使Q电压在应答器输入端得到提升。但是，与此同时，必须提高辐射电阻来增大V_a。所以，序列匹配不是首选的方式。反之，并联电感匹配可以带来便捷，并且改进静电放电（ESD）性能。因此，一个并联电感必须容易印制，并且可以作为IC的输入电容的天线补偿。

假如定义P_av作为天线终端的可用功率，当系统天线整流器符合条件时，有以下公式：

式中，P_ERP是有效发射功率；d为间隔距离。

假如V_a为天线开路电压，R_a为天线辐射，则V_a与可用功率存在如式（1.14）所示的关系：

因此，由上式可知，峰值电压V_a与辐射阻抗的平方根是成比例的。因此，在此标准下，必须选择一种具有高辐射阻抗的天线（例如有300Ω的折叠偶极子天线）。

如果假设IC的输入电容由并联电感线圈补偿，并且电阻R_in代表并行电压倍增器输入电阻的等效电阻，该电阻代表着整个电路的直流电消耗。

在这种情况下，这个电路的输入电压可以写成如下形式：

因此，当天线与整流器相匹配时最大功率P_in被整流器所吸收，并且有P_in=P_av。

为了在欧洲规范下获得电压和功率，我们在IC终端做了一个当R_a分别为300Ω和800Ω时电路输入功率和电压的简单计算。注意到，我们不能更改IC的输入电阻（近似为1000Ω），但其随着直流电流的增大而减小：F=868MHz；P_ERP=2W；G_R=1.64；R_in=800Ω。

表1.1清楚地显示，为了能同时满足最大功率转化和最大输入电压这两个标准，必须匹配天线和电路转换器，而且必须具有最高的天线辐射电阻。这意味着，设计者需要降低功耗（技术选择）和输入电容（技术选择、阶数和精心布局）。

表1.1 IC应答器的输入功率和电压

在这些计算中，已假定反向散射调制器是被除去的，只考虑应答器的输入阻抗。(www.daowen.com)

正如之前看到的，应答器天线的功率变化作为在阅读器和应答器之间距离的二次方。这个匹配应该在以下情况下考虑：天线的最小可用功率能在最远距离（最大工作范围）的情况下确认正确的标签选项。关于决定何种输入电路阻抗状态的问题，我们应该使用此种匹配，此答案已经由Curty[CUR 07]提出，他指出应该考虑R_in的最小值（输出电流处于其最大值，应答器的模拟和数字部分完全运作）。因此，当匹配错误发生于R_a和R_in之间时，V_in处于其最高级别。

2.等效输入阻抗

除了输出电压方程之外，输入阻抗方程对于优化整流器也很重要。为了实现匹配的目的，我们需要理解Z_in的物理意义。首先，可以考虑如图1.12中所示的这一阻抗的两个贡献。应答器的阻抗包含一部分与输入电压V_in无关的部件和另一部分非线性并且在很大程度上取决于输入电压和负载电流的部件。

首先探究功耗部分，DeVita和Iannacone认为通过将每个二极管和基板中消耗的平均功率相加得到给定的输出电压和功率所需的输入功率，以及负载P_out所需的功率。通过对式（1.9）的研究分析，他们发现输入功耗可以写成一阶修正贝塞尔函数的形式[DEV 05]：

注意，输入电压实际上应为在式（1.10）中所提到的V_node1。所以输入电阻被视为等效电阻的相关功耗：

可以看出二极管电流和二极管电压之间是非线性关系。所以，在这里，当认为这个等价多项式首项的吸收电流与输入电压或者输入功耗相关联的时候，可以取其近似值。即使因为脉冲电流（见图1.5）导致该值与真实值相差甚远，电阻所消耗的平均功率P_in也足够消除这个影响；该近似值与测量结果十分吻合。

为了求出等价的输入电抗，需要知道电容值的函数。该函数是通过外部电压计算得到的。所以，单个二极管应该采取的平均值为

式中，V_dmin和V_dmax分别为最小和最大电压降。总输入电容会考虑全部二极管的并联电容：

接下来，当考虑寄生电阻时，可以写出所有电压倍增器输入的容量总和：

式中，C_PARA=C_D1+C_D2+C_TUBD2。

事实上，电阻部分必须进行调整，因为必须考虑基底的损耗功率产生的寄生效应。它可以被物理建模成串联寄生电阻R_sub（见图1.7）。这个回路被转化成一个等价的并联模型[NAK 07]。因此，我们有一个由寄生电阻和二极管电容决定的虚部电抗，以及一块依赖于电流消耗和基底的阻性的实部电抗，如图1.12所示。

在理想状态下，R_p_^s_ub应该至少为天线阻值的十倍，而天线电阻大约为1kΩ或者少于1kΩ（但是无论如何都应为其最大值以保持最大输入电压）。事实上，其值主要由输入电流大小决定。此外，即使此输入电流或多或少受外部修正感应器的影响，它也一定是可以控制的。因为过高的电容值意味着系统Q的增长，将给在900MHz附近的100MHz的带宽覆盖带来困难。出于这个原因，Q通常被限制在6～8之间。

例子：

如果工作频率是868MHz，并且C_in只有1pF，则并联寄生电阻的输入阻抗只能提升到3kΩ。同时，当芯片消耗100μA时，由于损耗，在1V直流电压下输入阻抗为10kΩ。因此，可以得出结论，输入阻抗的设计要求是减少输入寄生电容值的大小。

对于一个商用电路来说，很容易找到以下数据：总串联输入电阻为6.7Ω，C_in=0.88pF，可以得到总的并联输入电阻5.8kΩ。

最后，在出示所获得的结果前，我们知道一个大的二极管（或二极管连接的MOS管）将导致一个较低的阈值电压V_d，并且增加了输出的DC电压[V_out=2N·（V_in-V_d）]。与此同时，大二极管的使用将会导致大的寄生电容，并且需要增加耦合电容来减少损耗，见式（1.10）。然而，不断增加的C_c增加了它自己的寄生电容，也增加了整流器的输入电容。事实上，二极管大小和耦合电容应该匹配来提高输入电压。另外，可以通过减小输入电阻进一步提高输入电压以简化天线的匹配。