近年来，应用于高压大功率领域的多电平逆变器引起了电力电子行业的极大关注。由于受电力电子器件电压容量的限制，传统的两电平变频器通常采用“高—低—高”方式经变压器降压和升压来获得高压大功率，或采用多个小容量逆变单元经多绕组变压器多重化来实现，这使得系统效率和可靠性下降。因而，人们希望实现直接的高压逆变技术。基于电力电子器件直接串联的高压变频器对动静态的均压电路要求较高，并且输出电压高次谐波含量高，需设置输出滤波器。多电平逆变电路的提出为解决上述问题取得了突破性的进展。

多电平逆变器的思想提出至今，经过多年的研究发展出现了许多电路拓扑，但归纳起来主要有三种拓扑结构。

（1）中点钳位型（neural-point-clamped：称NPC）多电平逆变器或二极管钳位（diode-clamped）多电平逆变器。

（2）电容位式（flying-capacitor）。

（3）具有独立直流电压源的级联型逆变器（cascaded-inverters with separated DC sources）。

1.二极管钳位多电平逆变电路拓扑结构

图8-15是三相二极管钳位三电平逆变电路拓扑结构，它具有2个电容，能输出3电平的相电压，线电压为5电平。对于M电平电路，直流侧需M-1个电容，能输出M电平的相电压，线电压为（2M-1）电平。它的输出电压和输出电流的总谐波畸变率都大大减小，而使输出波形更好地逼近标准正弦波形。

图8-15　三相二极管钳位三电平逆变电路拓扑结构

这种结构有显著的优点，即利用二极管进行钳位，解决了功率器件串联的均压问题，但随着输出电压的增高相应电平数也要增加，此时需要大量的钳位二极管从而使电路结构变的复杂；电力电子器件所需额定电流不同，按最大额定设计将造成开关器件容量上有所浪费，利用效率低；当逆变器只传输无功功率时，电容器在半个周期内由相等的充电和放电来平衡电容电压。但是当逆变器传输有功功率时，由于各个电容的充电时间不同，将形成中点电位漂移。

2.电容钳位的多电平逆变电路拓扑结构

图8-16　三相电容钳位三电平逆　变器的拓扑结构图

图8-16所示为三相电容钳位三电平逆变器的拓扑结构图。直流侧电容不变，飞跨电容C 1、C 2和C 3取代钳位二极管，工作原理与二极管钳位电路相似。这种拓扑结构虽省去了大量二极管，但又引入了不少电容。对高压系统而言，电容体积庞大、成本高。在理论上说，这种拓扑结构可较好的应用于有功调节和交流变频调速，但控制方法非常复杂，而且开关频率增高，开关损耗增大，效率随之低，同时还存在电容的电压不平衡问题，迄今为止，该种电路结构尚未达到实用化程度。上述分析不难看出，二极管和电容钳位多电平逆变电路由于电压不平衡问题。

3.串级多电平逆变电路拓扑结构

图8-18所示是多电平串级逆变电路拓扑结构。串级逆变电路（cascade inverter）将功率器件按全桥逆变结构组成电路基本单元。该基本单元常被称为H型桥逆变电路。串级是指把这些各独立的电路单元串联在一起，以满足电路需要的高电压要求。在图8-17中，如果S11和S22同时导通或S12和S21同时导通，H桥臂间产生极性相反的电平，根据输出正弦波形中需要包括的电平数可以决定需要串联的级数。串级逆变电路串联级数和输出波形包含电平数之间满足“电平数=2M+1”，其中M为每相的串级数。相对于上述中点箝位逆变电路，串级逆变电路有下列优点：①直流侧采用相互分离的直流电源，不存在电压均衡问题；②结构简单清晰，控制方法相对简单，可分别对每一级进行PWM控制；③H桥单元结构，为模块化设计、制造带来方便，另外，当H桥出现故障，可将其旁路，余下的单元可以继续工作。这种结构的缺点在于：每个单元需要一个独立的直流电源。随着电平数的增加，串级电路单元使用的直流电源数也将大量增加。

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图8-17　所示是串级多电平逆变电路拓扑结构

图8-18　改进的级联多电平功率变换器拓扑结构

4.改进的级联型多电平逆变电路

当独立的直流电源电压相等，并且取E时，由m个单相全桥逆变单元组成的单相级联型多电平电路输出电平数为2m+1。若将级联多电平变换器中各独立直流电源的电压分别取E，2E，4E，2m E，则其输出电平数大幅度地增加到2m-1，这就是改进的级联多电平变换器的思想，从更严格的意义上讲，它不是一种新的电路拓扑结构，说是一种控制策略更为合适。

通常，开关速度快的器件（例如MOSFET、IGBT）的电压容量比较低，而高电压容量的器件（例如GTO、IGCT、IEGT）的开关频率又较低。图8-18所示为本文提出的改进的级联多电平功率变换器拓扑结构，由两部分级联而成。位于下部的H桥逆变电路，本文称其为下桥，可由GTO、IGCT、IEGT等高耐压、大容量、低速器件组成，以满足负载电压等级和容量要求。位于上部的H桥逆变电路，本文称其为上桥，由快速开关器件IGBT、MOSFET组成，以较高的频率进行PWM调制，主要用来提高波形质量，降低输出谐波。

多电平变换器的控制策略与其拓扑结构密切相关，是成功实现功率变换目标的一个要素。2个独立H桥逆变电路的直流电源采用电压比为1∶2，上桥使用IGBT，下桥使用GOT的混合串级逆变电路，下桥的直流电源电压2倍于上桥。下桥控制策略为：取+Vc和-Vc为参考值，将参考正弦电压与这两个值相比较。当参考电压高于+V出时，令下桥输出高电平；介于+Vc出和-Vc之间时，输出零电平；小于-Vc时，令下桥输出低电平，如图8-19（a）所示。上桥控制策略为：连续三电电平脉宽调制。将下桥参考波形减去下桥的输出波形后得到的电压波形作为上桥参考电压U 1e，如图8-19（b）所示。与互差π的两个三角载波分别和上桥参考电压U 1e进行调制得到其左右桥臂的驱动信号。这两种情况都采用两个载波进行调制，分别对应左右桥臂的控制信号。

图8-19　改进的级联型多电平逆变电路控制策略

（a）下桥控制策略　（b）下桥控制策略

应用MATLAB6.5仿真软件进行仿真，改进的级联型多电平逆变电路总的输出电压和下桥输出电压的仿真结果，如图8-20所示。图8-21所示是改进的级联型多电平逆变电路总的输出电压频谱，图中可以明显看到，随机脉宽调制的多电平逆变器，其输出电压中的谐波得到了很大程度的抑制。

图8-20　改进的级联型多电平逆变电路输出电压波形

（a）总的输出电压波形　（b）下桥输出电压波形

图8-21　改进的级联型多电平逆变电路总的输出电压频谱