PWM脉宽调制技术是利用相当于基波分量的信号波对三角载波进行调制，达到调节输出脉冲宽度的一种方法。

随着现代电力电子技术，计算机技术，控制技术的迅速发展，尤其是单片机和DSP应用于PWM技术数字化以后，从最初追求电压波形的正弦到电流波形的正弦，再到磁通的正弦；从效率最优、转矩脉动最小，再到消除噪音。脉宽调制技术（PWM）提出并得到应用的PWM方案已不下十种。由于PWM可以同时实现变频变压反抑制谐波的特点。由此在交流传动及至其他能量变换系统中得到广泛应用。PWM控制技术大致可以为三类，正弦PWM（包括电压，电流或磁通的正弦为目标的各种PWM方案，多重PWM也应归于此类），优化PWM及随机PWM。正弦PWM已为人们所熟知，而旨在改善输出电压、电流波形，降低电源系统谐波的多重PWM技术在大功率变频器中有其独特的优势（如ABB ACS1000系列和美国ROBICON公司的完美无谐波系列等）；而优化PWM所追求的则是实现电流谐波畸变率（THD）最小，电压利用率最高，效率最优，及转矩脉动最小以及其他特定优化目标。在70年代开始至80年代初，由于当时大功率晶体管主要为双极性达林顿三极管，载波频率一般最高不超过5 k Hz，电机绕组的电磁噪音及谐波引起的振动引起人们的关注。为求得改善，随机PWM方法应运而生。其原理是随机改变开关频率使电机电磁噪音近似为限带白噪音（在线性频率坐标系中，各频率能量分布是均匀的），尽管噪音的总分贝数未变，但以固定开关频率为特征的有色噪音强度大大削弱。正因为如此，即使在IGBT已被广泛应用的今天，对于载波频率必须限制在较低频率的场合，随机PWM仍然有其特殊的价值（DTC控制即为一例）；另一方面则告诉人们消除机械和电磁噪音的最佳方法不是盲目地提高工作频率，因为随机PWM技术提供了一个分析、解决问题的全新思路。

1.正弦波脉宽调制（SPWM）变压变频

SPWM法是为了克服等脉宽PWM法的缺点而发展起来的，它从电动机供电电源的角度出发，着眼于如何产生一个可调频调压的三相对称正弦波电源。SPWM调制法原理是利用三角波与正弦波参考电压相比较，以确定矩形脉冲的宽度。当改变参考信号u f的幅值时，输出脉宽随之改变，从而可以改变输出基波电压的大小。当改变参考信号的频率时，可以改变出基波电压的频率。如果控制u f，使其频率、幅值协调变化，则可以完成变频器的U／f控制。或者改变载频三角波的频率，并保持每周期输出的脉冲数不变时，就可以改变基波电压的频率。这种调制方式的特点是半个期内脉冲中心线等距，脉冲等幅、调宽，各脉冲面积之和与正弦波下的面积成比例，因此调制波形更接近于正弦波，谐波分量大大减小。具体的方法如图8-9所示。从图8-9中可以得出，由三角波与正弦波的交点可以确定逆变器的开关模式。

图8-9　SPWM调制法

当基准正弦波高于三角波时，使相应的开关器件导通；当基准正弦波低于三角波时，使相应的开关器件截止。按调制脉冲的极性，SPWM可分为单极性和双极性控制模式两种，所谓单极性是指在输出的半个周波内同一相的两个导电臂仅一个反复通断，而另一个始终截止。而双极性调制在输出的半个周波内同一相的两个导电臂补交替通断。

PWM逆变器的性能与两个重要参数有关，它们是调制比m和载波比K，分别为：

式中，U Rm—调制波的幅值；U cm—三角波的幅值；f c—三角波的频率；f R—调制波的频率；ωc—三角波的角频率；ωR—调制波的角频率；T R—调制波的周期；T c—三角波的周期。

在SPWM控制方式中，U cm的值保持不变，m值的改变由改变U Rm来实现。

在变频调速过程中，根据载波比K的变化与否，分为同步调制和异步调制。在变频调速时即保持K值不变的为同步调制。如果取K为3的倍数同步调制能保证输出波形的正、负半波始终保持对称，不会出现偶次谐波，并能严格保证三相输出波形间具有互差120°的对称关系。同步调制输出电压半波内的矩形脉冲数是固定不变的。但是，当输出频率很低时，由于相邻脉冲间的间距增大，导致谐波含量变大，使负载电机脉动转矩加剧和谐波损耗。

在改变f R的同时，f c的值保持不变，使K值不断变化，则的为异步调制。异步调制的优点是逆变器在低频运行时K值加大，相应地减少谐波含量，以减轻电动机的谐波损耗和转矩脉动。但是，异步调制可能使K值出现非整数，位可能漂移，正、负半波不对称，偶次谐波就会变得突出起来。将同步同制与异步调制结合进来，成为分段同步调制，这克服了同步调制和异步调制的不足，在整个变频范围内划分成若干个频段，在每个频段内都维持载波K恒定，对不同的频段采取不同的K值，频率越低，K值可取大些。但是随着器件开关频率的提高，使得K值足够大，偶次谐波问题就不会很明显。

SPWM的最大优点是：①在调制波幅值不超过三角波幅值的情况下，逆变器输出线电压与调制系数m成线性关系，有利于精确控制，谐波含量较小。②若载波比K取得愈大，电机电流愈接近正弦波，转矩脉动愈小。SPWM法以其优点而广泛应用，但它存在如下不足：①线性控制区域较小，若使M＞I超调制，虽然可以提高输出基波电压。但不再是线性控制，且在线性至非线性的过渡区，调制波形中间部分的槽往往突然消失，会引起电流浪涌。②功率开关器件在一周期内的开关次数多，开关损耗大，缩减逆变器的实际使用寿命。

2.准最优脉宽调制（HIPWM）变压变频

针对SPWM存在的不足，国内外学者专家提出了种种改进方法。准最优脉宽调制（HIPWM）与正弦波脉宽调制（SPWM）的不同仅在于调制波信号，它是在基准正弦波信号上叠加一个3的正数倍谐波，即为

图8-10所示为a分别取0.3、0.5、0.8，b取4，k取1时的HIPWM调制波信号。

逆变器输出基波电压的大小和相位是由调制波信号决定的，而三相逆变器为三线输出没有零线，线路中不会出现3的整倍数次谐波电压和电流，所以正弦波调制波信号加入3次或3的倍数谐波后，对输出基波电压不会有不利影响，但却形成了波形较平坦的调制波信号，相对SPWM而言，调制系数M可大于1，只要正弦波调制波信号最大值不超过载波峰值，就不会进入非线性控制区，因而可拓宽线性控制范围。通过仿真实验得到最大不超调的调制波信号为：

图8-10　HIPWM调制波信号

根据SPWM和HIPWM变压变频原理，用MATLAB／SIMULINK进行建模和仿真，并带同一异步电动机负载。图8-11中的（a）为HIPWM调制波和三角波，图8-11中的（b）为HIPWM调制时的逆变器a相输出电压仿真波形，图8-11中的（c）为HIPWM调制时的逆变器a相输出电流仿真波形，即为异步电动机的a相定子电流，从图中可以看出，电机的定子电流接近与正弦波，图8-11中的（d）为HIPWM调制时的逆变器a相输出电流频谱，从图中可以看出，尽管在调制波中加入三次谐波，但在电机电流的频谱中，谐波含量很小。

图8-12中的（a）为SPWM调制波和三角波，图8-12中的（b）为SPWM调制时的逆变器a相输出电压仿真波形，图8-12中的（c）为SPWM调制时的逆变器a相输出电流仿真波形，即为异步电动机的a相定子电流，从图中可以看出，电机的定子电流也接近与正弦波，图8-12中的（d）为SPWM调制时的逆变器a相输出电流频谱，从图中可以看出，在电机电流的频谱中低频谐波含量很大。

实验结果表明应用HIPWM调制技术不仅能够提高逆变器的输出电压，而且又能抑制谐波。

图8-11　HIPPWM调制仿真曲线(www.daowen.com)

（a）三相调制波和三角波　（b）逆变器a相输出电压（c）逆变器a相输出电流　（d）逆变器a相电流频谱

图8-12　SPWM调制仿真曲线

（a）三相调制波和三角波　（b）逆变器a相输出电压（c）逆变器a相输出电流　（d）逆变器a相电流频谱

3.开关损耗最小脉宽调制PWM变频变压

在SPWM，正弦调制波和三角载波进行比较，在两波形相交时进行开关切换，在实际应用中，变频器的输出端U、V、W没有中心点，只有三个自由度，换句话说，此时不考虑相电压，只要输出三个线电压就可以了。如适当地利用一下这个多出来的自由度，将可得到特性更好的PWM控制方法。上节讨论的具有正负半周对称的正弦波称为相电压控制。本节要讨论的PWM不具备正负半周对称，称为线电压控制方法，如图8-13所示。图8-13（a）为SPWM调制相电压控制方式，它的调制波电压为：

图8-14（b）为线电压控制方式，它的调制波电压为

其中，u p=min（u Ra，u Rb，u Rc）。根据式（8-6），可以求出u′Ra在（0～2π）范围的值为

u′Ra，u′Rb和u′Rc依次相差，是周期性变化的。

通过仿真实验表明，由u′Ra、u′Rb、u′Rc对三角波调制后，得到的输出电压波形如图8-14（c）（d）（e）所示。可以看出，每相功率管一个周期内只有2／3周期工作，还有1／3周期在截止状态，这就减少了1／3的开关损耗。在一个周期内功率管1／3

图8-13　开关损耗最小脉宽调制PWM仿真波形

（a）SPWM相控调制　（b）SPWM线控调制　（c）线控调制a相输出电压（d）线控调制b相输出电压　（e）线控调制b相输出电压　（f）线控调制ab输出线电压

周期处于截止状态，从图8-14（f）中可以看出，输出线电压还是正弦波。

若令SPWM相电压的调制波电压为：

将式（8-8）代入式（8-6），可以得到一种新的线电压调制波u′Ra，u′Rb和u′Rc，如图8-14（b）所示。

图8-14　一种新的开关损耗最小脉宽调制PWM仿真波形

（a）SPWM相控调制　（b）SPWM线控调制　（c）线控调制a相输出电压
（d）线控调制b相输出电压　（e）线控调制b相输出电压　（f）线控调制ab输出线电压

以u′Ra为例，在一个周期内（0～2π），其调制波的表达式为：

通过仿真实验表明，由新的调制波u′Ra、u′Rb、u′Rc对三角波调制后，可以得到一种新的输出电压波形，如图8-14中的（c）、（d）、（e）所示。同样可以看出，每相功率管在一个周期内只有2／3周期工作，还有1／3周期在截止状态，这就减少了1／3的开关损耗。尽管在一个周期内每相功率管1／3周期处于截止状态，从图8-14中的（f）中可以看出，输出线电压一样还是正弦波，但比上述方法提高输出电压。