1.门极可关断晶闸管（Gate Turn-Off Thyristor，GTO）

门极可关断晶闸管是晶闸管的一种派生器件，但可以通过在门极施加负的脉冲电流使其关断，因而属于全控型器件。GTO的许多性能虽然与绝缘栅双极型晶体管、电力场效应晶体管相比要差，但其电压、电流容量较大，与普通晶体管接近，因而在兆瓦级以上的大功率场合仍有较多的应用。

（1）GTO的结构和工作原理

GTO和普通晶闸管一样，是PNPN四层半导体结构，外部也是引出阳极、阴极和门极。但和普通晶闸管不同的是，GTO是一种多元的功率集成器件，虽然外部同样引出三个极，但内部则包含数十个甚至数百个共阳极的小GTO元，这些GTO元的阴极和门极则在器件内部并联在一起。这种特殊结构是为了便于实现门极控制关断而设计的。图5-9a、b分别给出了典型的GTO各单元阴极、门极间隔排列的图形和其并联单元结构的断面示意图，图5-9c是GTO的电气图形符号。

图5-9 GTO的内部结构和电气图形符号

与普通晶闸管一样，GTO的工作原理仍然可以用双晶体管模型（见图5-10）来分析。由P₁N₁P₂和N₁P₂N₂构成的两个晶体管VT₁、VT₂分别具有共基极电流增益α₁和α₂。由普通晶闸管的分析可以看出，α₁+α₂=1是器件临界导通的条件。当α₁+α₂＞1时，两个等效晶体管过饱和而使器件导通；当α₁+α₂＜1时，因不能维持饱和导通而关断。

GTO与普通晶闸管有以下不同之处：

图5-10 晶闸管的双晶体管模型及其工作原理

1）在设计器件时使得α₂较大，这样晶体管VT₂控制灵敏，使得GTO易于关断。

2）使得导通时的α₁+α₂更接近于1。普通晶闸管设计为α₁+α₂≥1.15，而GTO设计为α₁+α₂≈1.05，这样使GTO导通时饱和程度不深，更接近于临界饱和，从而为门极控制关断提供了有利条件。当然，负面的影响是，导通时管压降增大了。

3）多元集成结构使每个GTO元阴极面积很小，门极和阴极间的距离大为缩短，使得P₂基区所谓的横向电阻很小，从而使从门极抽出较大的电流成为可能。

所以，GTO的导通过程与普通晶闸管是一样的，有同样的正反馈过程，只不过导通时饱和程度较浅。而关断时，给门极加负脉冲，即从门极抽出电流，则晶体管VT₂的基极电流I_b2减小，使I_K和I_c2减小，I_c2的减小又使I_A和I_c1减小，又进一步减小VT₂的基极电流，如此也形成强烈的正反馈。当两个晶体管发射极电流I_A和I_K的减小使α₁+α₂<1时，器件退出饱和而关断。

GTO的多元集成结构除了对关断有利外，也使得其比普通晶闸管开通过程更快，承受di/dt的能力增强。

（2）GTO的动态特性

图5-11给出了GTO开通和关断过程中门极电流i_G和阳极电流i_A的波形。与普通晶闸管类似，开通过程中需要经过延迟时间t_d和上升时间t_r。关断过程则有所不同，首先需要经历抽取饱和导通时储存的大量载流子的时间——储存时间t_s，从而使等效晶体管退出饱和状态；然后则是等效晶体管从饱和区退至放大区，阳极电流逐渐减小的时间——下降时间t_f；最后还有残存载流子复合所需的时间——尾部时间t_t。

通常t_f比t_s小得多，而t_t比t_s要长。门极负脉冲电流幅值越大，前沿越陡，抽走储存的载流子的速度越快，t_s就越短。若使门极负脉冲的后沿缓慢衰减，在t_t阶段仍能保持适当的负压，则可以缩短尾部时间。

（3）GTO的主要参数

GTO的多数主要参数都和普通晶闸管相应的参数意义相同。这里只简单介绍一些意义不同的参数。

1）最大可关断阳极电流I_ATO。该值用来标称GTO额定电流的参数。这一点与普通晶闸管用通态平均电流作为额定电流是不同的。

2）电流关断增益β_off。最大可关断阳极电流I_ATO与门极负脉冲电流最大值I_GM之比称为电流关断增益，即

图5-11 GTO开通和关断过程中电流的波形

β_off一般很小，只有5左右，这是GTO的一个主要缺点。一个1000A的GTO，关断时门极负脉冲电流的峰值达200A，这是一个相当大的数值。

3）开通时间t_on。开通时间指延迟时间与上升时间之和。GTO的延迟时间一般为1～2μs，上升时间则随通态阳极电流值的增大而增大。

4）关断时间t_off。关断时间一般指储存时间和下降时间之和，而不包括尾部时间。GTO的储存时间随阳极电流的增大而增大，下降时间一般小于2μs。

另外需要指出的是，不少GTO都制成逆导型，类似于逆导晶闸管。当需要承受反向电压时，应和电力二极管串联使用。

2.双极型晶体管（Bipolar Junction Transistor，BJT）

双极型晶体管是一种耐高电压、大电流的双极结型晶体管。在电力电子技术的范围内，GTR与BJT这两个名称是等效的。

（1）BJT的结构和工作原理

BJT与普通双极结型晶体管的基本原理是一样的。但是对BJT来说，最主要的特性是耐压高、电流大、开关特性好，而不像小功率的用于信息处理的双极型晶体管那样注重单管电流放大系数、线性度、频率响应以及噪声和温漂等性能参数。因此，BJT通常采用至少由两个晶体管按达林顿接法组成的单元结构，同GTO一样，采用集成电路工艺将许多这种单元并联而成。单管的BJT结构与普通的双极结型晶体管是类似的。BJT是由三层半导体（分别引出集电极、基极和发射极）形成的两个PN结（集电结和发射结）构成，多采用NPN结构。图5-12 a、b分别给出了NPN型BJT的内部结构断面示意图和电气图形符号。注意，表示半导体类型字母的右上角标中，“+”表示高掺杂浓度，“-”表示低掺杂浓度。

图5-12 NPN型BJT的结构、电气图形符号和内部载流子的流动

在应用中，BJT一般采用共发射极接法，图5-12c所示为在此接法下BJT内部主要载流子流动情况示意图。集电极电流i_c与基极电流i_b之比称为BJT的电流放大系数（β），它反映了基极电流对集电极电流的控制能力，当考虑到集电极和发射极间的漏电流I_ceo时，i_c、i_b的关系为

i_c=βi_b+I_ceo

BJT的产品说明书中通常给出的是直流电流增益h_FE，它是指在直流工作的情况下集电极电流与基极电流之比。一般可认为β≈h_FE。单管BJT的β值比处理信息用的小功率晶体管小得多，通常为10左右，采用达林顿接法可以有效地增大电流增益。

（2）BJT的基本特性

1）静态特性。图5-13所示为BJT在共发射极接法时的典型输出特性，明显地分为我们所熟悉的截止区、放大区和饱和区三个区域。在电力电子电路中，BJT工作在开关状态，即工作在截止区或饱和区。但在开关过程中，即在截止区和饱和区之间过渡时，都要经过放大区。

2）动态特性。BJT是用基极电流来控制集电极电流的，图5-14给出了BJT 开通和关断过程中基极电流和集电极电流波形的关系。与GTO类似，BJT开通时需要经过延迟时间t_d和上升时间t_r，二者之和为开通时间t_on。关断时需要经过储存时间t_s和下降时间t_f，二者之和为关断时间t_off。延迟时间主要是由发射结势垒电容和集电结势垒电容充电产生的。增大基极驱动电流i_b的幅值并增大di_b/dt，可以缩短延迟时间，同时也可以缩短上升时间，从而加快开通过程。储存时间是用来除去饱和导通时储存在基区的载流子的，是关断时间的主要部分。减小导通时的饱和深度以减小储存的载流子，或者增大基极负电流I_b2的幅值和负偏压，可以缩短储存时间，从而加快关断速度。当然，减小导通时的饱和深度的负面作用是会使集电极和发射极间的饱和导通压降U_ces增加，从而增大通态损耗，这是一对矛盾，需要在应用时加以考虑。

图5-13 共发射极接法时BJT的典型输出特性

图5-14 BJT开通和关断过程中的电流

BJT的开关时间为几微秒，比晶闸管和GTO都短很多。

（3）BJT的主要参数

除了前面述及的一些参数，如电流放大倍数β、直流电流增益h_FE、集电极与发射极间漏电流I_ceo、集电极和发射极间饱和压降U_ces、开通时间t_on和关断时间t_off以外，对BJT主要关注的参数还包括：

1）最高工作电压。BJT上所加的电压超过规定值时，就会发生击穿。击穿电压不仅和晶体管本身的特性有关，还与外电路的接法有关，有发射极开路时集电极和基极间的反向击穿电压U_cbo；基极开路时集电极和发射极间的击穿电压U_ceo；发射极与基极间用电阻连接或短路连接时集电极和发射极间的击穿电压U_cer和U_ces，以及发射极反向偏置时集电极和发射极间的击穿电压U_cex。这些击穿电压之间的关系为U_cbo＞U_cex＞U_ces＞U_cer＞U_ceo。实际使用BJT时，为了确保安全，最高工作电压要比U_ceo低得多。

2）集电极最大允许电流I_cM。通常规定直流电流放大系数h_FE下降到规定值的1/3～1/2时，所对应的I_c为集电极最大允许电流。实际使用时要留有较大裕量，只能用到I_cM的一半或稍多一点。

3）集电极最大耗散功率P_cM。这是指在最高工作温度下允许的耗散功率。产品说明书中在给出P_cM时总是同时给出壳温T_c，间接表示了最高工作温度。

（4）BJT的二次击穿现象与安全工作区

当BJT的集电极电压升高至前面所述的击穿电压时，集电极电流迅速增大，这种首先出现的击穿是雪崩击穿，被称为一次击穿。出现一次击穿后，只要I_c不超过与最大允许耗散功率相对应的限度，BJT一般不会损坏，工作特性也不会有什么变化。但是在实际应用中，常常发现一次击穿发生时如不有效地限制电流，I_c增大到某个临界点时会突然急剧上升，同时伴随着电压的陡然下降，这种现象称为二次击穿。二次击穿常常会立即导致器件的永久损坏，或者工作特性明显衰变，因而对BJT危害极大。

将不同基极电流下二次击穿的临界点连接起来，就构成了二次击穿临界线，临界线上的点反映了二次击穿功率P_SB。这样，BJT工作时不仅不能超过最高电压U_ceM，集电极最大电流I_cM和最大耗散功率P_cM也不能超过二次击穿临界线。这些限制条件就规定了BJT的安全工作区，如图5-15的阴影区所示。

3.电力场效应晶体管（Power Metal Semicon- ductor Field-effect Transistor，P-MOSFET）

图5-15 BJT的安全工作区

电力场效应晶体管有结型和绝缘栅型两种类型，但通常主要指绝缘栅型中的MOS型，简称P-MOSFET，或者更精练地简称为MOS管。结型电力场效应晶体管则一般称作静电感应晶体管（SIT）。

P-MOSFET是用栅极电压来控制漏极电流的，因此它的第一个显著特点是驱动电路简单，需要的驱动功率小。第二个显著特点是开关速度快，工作频率高。另外，P-MOSFET的热稳定性优于BJT，但是P-MOSFET电流容量小，耐压低，一般只适用于功率不超过10kW的电力电子装置。

（1）P-MOSFET的结构和工作原理

MOSFET种类和结构繁多，按导电沟道可分为P沟道和N沟道。当栅极电压为零时漏源极之间就存在导电沟道的称为耗尽型；对于N（P）沟道器件，栅极电压大于（小于）零时才存在导电沟道的称为增强型。在电力MOSFET中，主要是N沟道增强型。

P-MOSFET在导通时只有一种极性的载流子（多子）参与导电，是单极型晶体管。其导电机理与小功率MOS管相同，但结构上有较大区别。小功率MOS管是一次扩散形成的器件，其导电沟道平行于芯片表面，是横向导电器件。而目前P-MOSFET大都采用了垂直导电结构，所以又称为VMOSFET。这大大提高了MOSFET器件的耐压和耐电流能力。按垂直导电结构的差异，P-MOSFET又分为利用V形槽实现垂直导电的VV-MOSFET和具有垂直导电双扩散MOS结构的VD-MOSFET，这里主要以VDMOSFET器件为例进行讨论。

P-MOSFET也是多元集成结构，一个器件由许多个小MOSFET元组成。每个元的形状和排列方法，不同生产厂家采用了不同的设计，因而对其产品取了不同的名称。国际整流器公司的HEXFET采用了六边形单元，西门子公司的SIPMOS-FET采用了正方形单元，而摩托罗拉公司的TMOS则采用了矩形单元，按品字形排列。不管名称怎样变，垂直导电的基本思想没有变。(www.daowen.com)

图5-16a给出了N沟道增强型VDMOS中一个单元的截面图。P-MOSFET的电气图形符号如图5-16b所示。

当漏极接电源正端，源极接电源负端，栅极和源极间电压为零时，P基区与N漂移区之间形成的PN结J₁反偏，漏源极之间无电流流过。如果在栅极和源极之间加一正电压U_GS，由于栅极是绝缘的，所以并不会有栅极电流流过。但栅极的正电压却会将其下面P区中的空穴推开，而将P区中的少子---电子吸引到栅极下面的P区表面。当U_GS大于某一电压值U_T时，栅极下P区表面的电子浓度将超过空穴浓度，从而使P型半导体反型而成N型半导体，形成反型层，该反型层形成N沟道而使PN结J₁消失，漏极和源极导电。电压U_T称为开启电压（或阈值电压），U_GS超过U_T越多，漏极电流I_D越大。

（2）P-MOSFET的基本特性

1）静态特性。漏极电流I_D和栅源间电压U_GS的关系反映了输入电压和输出电流的关系，称为MOSFET的转移特性，如图5-17a所示。从图中可知，I_D较大时，I_D与U_GS的关系近似线性，曲线的斜率被定义为MOSFET的跨导G_fs，即

图5-16 P-MOSFET的结构和电气图形符号

MOSFET是电压控制型器件，其输入阻抗极高，输入电流非常小。

图5-17b所示为MOSFET的漏极伏安特性，即输出特性。从图中同样可以看到截止区（对应于BJT的截止区）、饱和区（对应于BJT的放大区）和非饱和区（对应于BJT的饱和区）三个区域。这里饱和与非饱和的概念与BJT不同。饱和是指漏源电压增加时漏极电流不再增加，非饱和是指漏源电压增加时漏极电流相应增加。P-MOSFET工作在开关状态，即在截止区和非饱和区之间来回转换。

图5-17 P-MOSFET的转移特性和输出特性

由于P-MOSFET本身结构所致，在其漏极和源极之间形成了一个与之反向并联的寄生二极管，它与MOSFET构成了一个不可分割的整体，使得在漏、源极间加反向电压时器件导通。因此，使用P-MOSFET时应注意这个寄生二极管的影响。

P-MOSFET的通态电阻具有正温度系数，这一点对器件并联时的均流有利。

2）动态特性。用图5-18a所示的电路来测试P-MOSFET的开关特性。图中u_P为矩形脉冲电压信号源（波形见图5-18b），R_S为信号源内阻，R_G为栅极电阻，R_L为漏极负载电阻，R_F用于检测漏极电流。

图5-18 P-MOSFET的开关过程

因为MOSFET存在输入电容C_in，所以当脉冲电压u_P的前沿到来时，C_in（在内部，图上未标出）有充电过程，栅极电压u_GS呈指数曲线上升，如图5-18b所示。当u_GS上升到开启电压u_T时，开始出现漏极电流i_D。从u_P前沿时刻到u_GS=u_T并开始出现i_D的时刻，这段时间称为开通延迟时间t_d（on）。此后，i_D随u_GS的上升而上升。u_GS从开启电压上升到MOSFET进入非饱和区的栅压u_GSP这段时间称为上升时间t_r，这时相当于BJT的临界饱和，漏极电流i_D也达到稳态值。i_D的稳态值由漏极电源电压U_E和漏极负载电阻决定，u_GSP的大小和i_D的稳态值有关。u_GS的值达到u_GSP后，在脉冲信号源u_P的作用下继续升高直至达到稳态，但i_D已不再变化，相当于BJT处于深饱和。MOSFET的开通时间t_on为开通延迟时间与上升时间之和，即

当脉冲电压u_P下降到零时，栅极输入电容C_in通过信号源内阻R_S和栅极电阻R_G（ R_S）开始放电，栅极电压u_GS按指数曲线下降。当下降到u_GSP时，漏极电流i_D才开始减小，这段时间称为关断延迟时间t_d（off）。此后，C_in继续放电，u_GS从u_GSP继续下降，i_D减小，到u_GS＜u_T时沟道消失，i_D下降到零，这段时间称为下降时间t_f。关断延迟时间和下降时间之和为MOSFET的关断时间t_off，即

从上面的开关过程可以看出，MOSFET的开关速度和其输入电容的充放电有很大关系。使用者虽然无法降低C_in的值，但可以降低栅极驱动电路的内阻R，从而减小栅极回路的充放电时间常数，加快开关速度。通过以上讨论还可以看出，由于MOSFET只靠多子导电，不存在少子储存效应，因而其关断过程是非常迅速的。MOSFET的开关时间在10～100ns之间，其工作频率可达100kHz以上，是主要电力电子器件中最高的。

P-MOSFET是场控器件，在静态时几乎不需要输入电流。但是，在开关过程中需要对输入电容充放电，仍需要一定的驱动功率。开关频率越高，所需要的驱动功率越大。

（3）P-MOSFET的主要参数

除前面已涉及的跨导G_fs、开启电压U_T以及开关过程中的各时间参数t_d（on）、t_r、t_d（off）和t_f之外，P-MOSFET还有以下主要参数：

1）漏极电压U_DS。这是标称P-MOSFET定额电压的参数。

2）漏极直流电流I_D和漏极脉冲电流幅值I_DM。这是标称P-MOSFET电流定额的参数。

3）栅源电压U_GS。栅源之间的绝缘层很薄，U_GS＞20V将导致绝缘层击穿。

4）极间电容MOSFET的三个电极之间分别存在极间电容C_GS、C_GD和C_DS。一般生产厂家提供的是漏源极短路时的输入电容C_iss、共源极输出电容C_oss和反向转移电容C_rss。它们之间的关系是C_iss=C_oss+C_rss，C_rss=C_GD，C_oss=C_DS+C_GD。前面提到的输入电容可以近似用C_iss代替，这些电容都是非线性的。

漏源间的耐压、漏极最大允许电流和最大耗散功率决定了P-MOSFET的安全工作区。一般来说，P-MOSFET不存在二次击穿问题，这是它的一大优点。在实际使用中，仍应注意留适当的裕量。

4.绝缘栅双极型晶体管（Insulate Gate Bipolar Transistor，IGBT）

BJT和GTO是双极型电流驱动器件，由于具有电导调制效应，所以其通流能力很强，但开关速度较低，所需驱动功率大，驱动电路复杂。而P-MOSFET是单极型电压驱动器件，开关速度快，输入阻抗高，热稳定性好，所需驱动功率小而且驱动电路简单。将这两类器件相互取长补短适当结合而成的复合器件，通常称为Bi-MOS器件。IGBT综合了BJT和MOSFET的优点，因而具有良好的特性。因此，自其1986年开始投入市场，就迅速扩展了其应用领域，目前已取代了原来BJT和一部分P-MOSFET的市场，成为中小功率电力电子设备的主导器件，并在继续努力提高电压和电流容量，以期再取代GTO的地位。

（1）IGBT的结构和工作原理

IGBT也是三端器件，具有栅极G、集电极C和发射极E。图5-19a所示为一种由N沟道VD-MOSFET与双极型晶体管组合而成的IGBT的基本结构。与图5-16a对照可以看出，IGBT比VDMOSFET多一层P⁺注入区，形成了一个大面积的P⁺N结J₁。这样使得IGBT导通时由P⁺注入区向N基区发射少子，从而对漂移区电导率进行调制，使得IGBT具有很强的通流能力。其简化等效电路如图5-19b所示，可以看出这是用双极型晶体管与MOSFET组成的达林顿结构，相当于一个由MOSFET驱动的厚基区PNP晶体管。图中，R_N为晶体管基区内的调制电阻。因此，IGBT的驱动原理与P-MOSFET基本相同，它是一种场控器件，其开通和关断是由栅极和发射极间的电压U_GE决定的，当U_GE（即G、E之间的电压）为正且大于开启电压U_GE（th）时，MOSFET内形成沟道，并为晶体管提供基极电流进而使IGBT导通。由于前面提到的电导调制效应，使得电阻R_N减小。这样高耐压的IGBT也具有很小的通态压降。当栅极与发射极间施加反向电压或不加信号时，MOSFET内的沟道消失，晶体管的基极电流被切断，使得IGBT关断。

图5-19 IGBT的结构、简化等效电路和电气图形符号

以上所述PNP晶体管与N沟道MOSFET组合而成的IGBT称为N沟道IGBT，记为N-IGBT，其电气图形符号如图5-19c所示。相应的还有P沟道IGBT，记为P-IGBT，将图5-19c中的箭头反向即为P-IGBT的电气符号。目前N-IGBT应用较多，因此下面仍以其为例进行介绍。

（2）IGBT的基本特性

1）静态特性。图5-20a所示为IGBT的转移特性，它描述的是集电极电流I_C与栅射电压U_GE之间的关系，与P-MOSFET的转移特性类似。开启电压U_GE（th）是IGBT能实现电导调制而导通的最低栅射电压。U_GE（th）随温度升高而略有下降，温度每升高1℃，其值下降5mV左右。在+25℃时，U_GE（th）的值一般为2～6V。

图5-20 IGBT的转移特性和输出特性

图5-20b所示为IGBT的输出特性，也称伏安特性，它描述的是以栅射电压为参考变量时，集电极电流I_C与集射极间电压U_CE之间的关系。此特性与GTO的输出特性相似，不同的是参考变量，IGBT的为栅射电压U_GE，而GTR的为基极电流I_B。IGBT的输出特性也分为三个区域：正向阻断区、有源区和饱和区。这分别与GTR的截止区、放大区和饱和区相对应。此外，当U_CE＜0时，IGBT为反向阻断工作状态。在电力电子电路中，IGBT作为开关，因而是在正向阻断区和饱和区之间来回转换。

2）动态特性。图5-21所示为IGBT开关过程的波形图。IGBT的开通过程与P-MOSFET的开通过程很相似，这是因为IGBT在开通过程中大部分时间是作为MOSFET来运行的。如图所示，从驱动电压U_GE的前沿上升至其幅值的10%的时刻开始，到集电极电流I_C上升至其幅值的10%的时刻为止，这段时间为开通延迟时间t_d（on）。而I_C从10%I_CM上升至90%I_CM所需的时间为电流上升时间t_r。同样，开通时间t_on为开通延迟时间与电流上升时间之和。开通时，集射极电压U_CE的下降过程分为t_fv1和t_fv2两段。前者为IGBT中MOSFET单独工作的电压下降过程；后者为MOSFET和PNP晶体管同时工作的电压下降过程。由于U_CE下降时IGBT中MOSFET的栅漏电容增加，而且IGBT中的PNP晶体管由放大状态转入饱和状态也需要一个过程，因此t_fv2段电压下降过程变缓。只有在t_fv2段结束时，IGBT才完全进入饱和状态。

IGBT关断时，从驱动电压U_CE的脉冲后沿下降到其幅值的90%的时刻起，到集电极电流下降至90%I_CM止，这段时间为关断延迟时间t_d（off）；集电极电流从90%I_CM下降至10%I_CM的这段时间称为电流下降时间。二者之和为关断时间t_off。电流下降时间可以分为t_fi1和t_fi2两段。其中，t_fi1对应IGBT内部的MOSFET的关断过程，这段时间集电极电流I_C下降较快；t_fi2对应IGBT内部的PNP晶体管的关断过程，这段时间内MOSFET已经关断，IGBT又无反向电压，所以N基区内的少子复合缓慢，造成I_C下降较慢。由于此时集射极电压已经建立，因此较长的电流下降时间会产生较大的关断损耗。为解决这一问题，可以与BJT一样通过减轻饱和程度来缩短电流下降时间，不过同样也需要与通态压降折中考虑。

图5-21 IGBT的开关过程

可以看出，IGBT中双极型PNP晶体管的存在，虽然带来了电导调制效应的好处，但也引入了少子储存现象，因而IGBT的开关速度要低于P-MOSFET。此外，IGBT的击穿电压、通态压降和关断时间也是需要折中考虑的参数。高压器件的N基区须有足够的宽度和较高的电阻率，这会引起通态压降的增大和关断时间的延长。

（3）IGBT的主要参数

除了前面提到的各参数之外，IGBT的主要参数还包括：

1）最大集射极间电压U_CES。这是由器件内部的PNP晶体管所能承受的击穿电压所确定的。

2）最大集电极电流。该电流包括额定直流电流I_C和1ms脉宽最大电流I_CP。

3）最大集电极功耗P_CM。这是在正常工作温度下允许的最大耗散功率。

IGBT的特性和参数特点可以总结如下：

1）IGBT开关速度高，开关损耗小。有关资料表明，在电压1000V以上时，IGBT的开关损耗只有BJT的1/10，与P-MOSFET相当。

2）在相同电压和电流定额的情况下，IGBT的安全工作区比BJT大，而且具有耐脉冲电流冲击的能力。

3）IGBT的通态压降比VD-MOSFET低，特别是在电流较大的区域。

4）IGBT的输入阻抗高，其输入特性与P-MOSFET类似。

5）与P-MOSFET和BJT相比，IGBT的耐压和通流能力还可以进一步提高，同时可保持开关频率高的特点。

（4）IGBT的擎住效应和安全工作区

从图5-19所示的IGBT结构可以发现，在IGBT内部寄生着一个N-PN+晶体管和作为主开关器件的P+N-P晶体管组成的寄生晶体管。其中NPN晶体管的基极与发射极之间存在体区短路电阻，P形体区的横向空穴电流会在该电阻上产生压降，相当于对J₃结施加一个正向偏压。在额定集电极电流范围内，这个偏压很小，不足以使J₃开通，然而一旦J₃开通，栅极就会失去对集电极电流的控制作用，导致集电极电流增大，造成器件功耗过高而损坏。这种电流失控的现象，就像普通晶闸管被触发以后，即使撤销触发信号晶闸管仍然因进入正反馈过程而维持导通的机理一样，因此被称为擎住效应或自锁效应。引发擎住效应的原因，可能是集电极电流过大（静态擎住效应），也可能是du_CE/dt过大（动态擎住效应），温度升高也会加重发生擎住效应的危险。

动态擎住效应比静态擎住效应所允许的集电极电流还要小，因此所允许的最大集电极电流实际上是根据动态擎住效应而确定的。

根据最大集电极电流、最大集射极间电压和最大集电极功耗可以确定IGBT在导通工作状态的参数极限范围，即正向偏置安全工作区；根据最大集电极电流、最大集射极间电压和最大允许电压上升率du_CE/dt可以确定IGBT在阻断工作状态下的参数极限范围，即反向偏置安全工作区。