基于MAX16834的Buck-BoostLED驱动器如图4-30所示。Buck-Boost变换器（以输入电压为参考）从7～18V直流电源产生驱动4个白光LED（WLED）的350mA电流。采用MAX16834设计的HB-LED驱动器的技术参数如下：

1）输入电压：7～18V。

2）输入电压纹波：100mV_P-P。

3）LED电流：350mA。

4）LED电流纹波：5%（最大值）。

5）LED正向电压：3.5V（350mA时）。

6）LED数量：4只（最大值）。

7）输出过电压保护：17.2V。

图4-30 基于MAX16834的Buck-BoostLED驱动器

将Boost变换器输出负端连接到输入电源正端，构成Buck-Boost变换器（以输入电压为参考）。此方案集成了峰值电流模式控制器，工作于CCM（连续导通模式），开关频率为495kHz。开关频率通过R₁₅电阻（11kΩ）设置。

输入、输出电压变化时，MAX16834控制电感的峰值电流，保证LED的电流为350mA。检测LED回路的电流检测电阻两端的电压，然后将其在内部放大9.9倍，这样可以减小检测电阻的阻值，从而提高效率。经过放大的电压与R₁₆和R₁₇设定的基准电压进行比较，其差值由一个GM=500µs的跨导放大器进行放大，输出信号在COMP引脚产生控制电压，此电压设置电流环路的基准。这样，电感电流检测电阻R₉两端的电压峰值最终成为此控制电压。变换器设计参数如下：

1）输入电压范围：7～18V。

2）输入电压纹波：100mV_P-P。

3）LED正向最大电压：14V（即4×3.5V）。

4）LED电流：350mA。

5）LED电流纹波：5%（最大值）。

6）开关频率：455kHz。

按照式（4-28）计算N2的最大占空比：

式中，V_LEDmax是LED最高电压；V_inmin是最低输入电压；VD是二极管压降；V_DS是FET开关导通时的平均压降。

本应用中，D_max为0.69。

选择电感时需计算电感量和峰值电流。峰值电感电流可按式（4-29）计算：

I_LP=I_LAVG(1+ΔI_L) （4-29）

式中，I_LAVG为平均电感电流；ΔI_L为电感电流纹波，表示为平均电感电流的百分比。

允许电流纹波ΔI_L为30%，代入已知参数，可以得到：

I_LAVG=1.15A；I_LP=1.5A

最小电感量可按式（4-31）计算：

式中，f_SW为开关频率。考虑到20%的容差，可得L_min=17µH，此处选择22µH电感。

电路在正常工作时，开关检流电阻两端的电压最大值不应高于250mV，如果检流电阻的电压达到300mV（典型值），变换器将关断。R₉上的电压决定了开关周期中导通脉冲的宽度，芯片内部提供了前沿屏蔽电路，可防止开关MOSFET提前关断。R₉按（4-32）计算：(www.daowen.com)

根据已知参数计算得到：R₉=0.133Ω，这里R₉选择0.15Ω。

在峰值电流模式控制中，CCMBoost变换器的占空比超过50%时环路将出现不稳定，需要引入适当的斜率补偿，以消除由谐波分量引起的不稳定性。MAX16834具有内部斜坡发生器，用于斜率补偿。在每个开关周期开始时，斜坡电压复位，然后按外部电容C₁₃设定的速率上升，C₁₃由内部的100µA电流源进行充电，斜坡电压与R₉两端的电压叠加。C₁₃的计算如式（4-33）所示：

式中，V_SLOPE为

从式（4-33）和式（4-34）可以得到：C₁₃=1.57nF，实际选取1.5nF电容。利用式（4-35）计算R₅：

在此应用中，取V_REF1=1.94V，得到R₅=0.56Ω。

输出电容C_out（C₇与C₈的并联电容）按式（4-36）计算：

式中，ΔV_LED为输出电压纹波的最大峰峰值，它取决于最大电流纹波和此电流下LED的动态阻抗。为延长LED使用寿命并保证其色度，LED上的纹波电流应小于其平均电流的5%。在本应用中，计算得到C_out为3µF，故电容C₇、C₈均选用2.2µF/50V。

由式（4-37）计算输入电容（C₁、C₂的并联电容）：

式中，ΔV_in为输入电压纹波的峰峰值。

对于100mV的ΔV_in，C_in为1.9µF，所以选择C₁为2.2µF/25V，C₂为1.1µF/25V。

Buck-Boost变换器的传递函数在右半平面存在一个零点，可按式（4-38）计算：

在本应用中，f_RHPZ在37.8kHz处，为了提供充分的相位裕量，保持环路稳定，在−20dB/十倍频程时，整个环路增益应在RHP零点频率的1/5之前达到0dB，由此可得截止频率f_C为7.56kHz。输出电容和负载等效输出阻抗会产生一个极点：

式中，R₀为负载等效阻抗，由下式确定：

从式（4-40）可得f_P1=4.7kHz。

选择的补偿元件R₁₀和C₁₂需要在极点频率f_P1处产生一个零点，并调整f_P1处的环路增益，使之在f_C达到0dB。利用式（4-41）计算R₁₀：

从式（4-41）可得R₁₀=341Ω，此处R₁₀选择301Ω电阻。GM是内部跨导放大器的增益。相应地，C₁₂按下式计算：

从式（4-42）可得C₁₂=0.11µF，此处选用0.1µF电容。

MAX16834内部有一个用于PWM调光的MOSFET驱动器，它可以接受1.5～5V的逻辑高电平PWM信号，信号频率从直流到20kHz，通过改变PWM信号的占空比调节LED亮度。

NDRV驱动器和跨导放大器输出由PWM信号控制，PWM信号为高时，NDRV使能，跨导放大器的输出端连接到COMP引脚；信号为低时，NDRV被禁止，跨导放大器的输出端断开，COMP端连接到PWM比较器反相输入端。该端为CMOS输入，可忽略其从补偿电容C₁₂吸收的漏电流，故C₁₂上电荷将保持，直到PWM变高。一旦信号变为高电平，NDRV将使能，放大器输出又连接到COMP端，从而快速建立稳定的工作状态。

如果空载或发生LED开路故障，Boost变换器将会产生很高的输出电压，该变换器可在发生这种高电压时关闭，电压门限通过R₁₁和R₁₂设定。R₁₁和R₁₂的分压点接到IC的OVP引脚，当该引脚电压达到1.435V（典型值）时，变换器将关闭。在本设计中，R₁₁和R₁₂设定的LED开路保护点为输出电压达到17.2V。