1.LED驱动器分类

LED虽然在节能方面比普通光源的效率高，但是LED光源却不能像一般的光源一样可以直接使用公用电网电压，它必须配有专用电压转换设备，提供能够满足驱动LED的额定电压和电流才能使LED正常工作。

但是由于各种规格不同的LED驱动器的性能和转换效率各不相同，所以选择合适、高效的LED驱动器才能真正展现出LED光源高效能的特性。因为低效率的LED驱动器本身就需要消耗大量电能，所以在给LED供电的过程中就无法凸显LED的节能特点。总之，LED驱动器在LED工作中对LED的稳定性、节能性、寿命长短都起着重要的作用。LED驱动器按驱动方式可以分为两大类：

1）恒流式。采用恒流源驱动LED是很理想的，缺点是价格较高。恒流电路虽然不怕负载短路，但是严禁负载完全开路，恒流驱动电路输出的电流是恒定的，而输出的直流电压却随着负载阻值的大小不同在一定范围内变化。在应用中要限制LED的使用数量，因为恒流驱动器有最大承受电流及电压值。

2）稳压式。稳压式LED驱动电路在确定各项参数后，输出的是固定电压，输出的电流却随着负载的增减而变化。稳压式驱动电路虽然不怕负载开路，但是严禁负载完全短路，采用稳压式驱动电路驱动LED需要设置合适的限流电阻。

LED驱动器按电路结构可以分为以下六类：

1）常规变压器降压。这种LED驱动器的优点是体积小，不足之处是重量偏重、电源效率很低，一般在45%～60%，因为可靠性不高，所以一般很少采用。

2）电子变压器降压。这种电源结构的不足之处是转换效率低，电压范围窄，一般为180～240V，波纹干扰大。

3）电容降压。这种方式的LED驱动器容易受电网电压波动的影响，电源效率低，不宜驱动闪动应用的LED，因为电路通过电容降压，在闪动使用时，由于充放电的作用，通过LED的瞬间电流极大，容易损坏LED。

4）电阻降压。这种供电方式的LED驱动器的效率很低，而且系统的可靠性也较低，因为电路通过电阻降压，受电网电压变化的干扰较大，不容易做成稳压电源，并且降压电阻本身还要消耗很大部分的能量。

5）RCC降压式开关电源。这种方式的LED驱动器的优点是稳压范围比较宽、电源效率比较高，一般可在70%～80%，应用较广。缺点是开关频率不易控制，负载电压波纹系数较大，出现异常情况负载适应性差。

6）PWM控制式开关电源。采用PWM控制方式设计的LED驱动器是比较理想的，因为这种控制方式的开关电源的转换效率高，一般都可以高达80%～90%，并且输出电压、电流十分稳定。这种方式的LED驱动器主要由四部分组成，它们分别是：输入整流滤波部分、输出整流滤波部分、PWM稳压控制部分、开关能量转换部分。而且这种电路都有完善的保护措施，属于高可靠性LED驱动器。

LED实际上是一个电流驱动的低电压单向导电器件。LED驱动器应具有直流控制、高效率、PWM调光、过电压保护、负载断开、尺寸小以及简便易用等特性。设计LED的驱动器时必须要注意以下事项：

1）LED是单向导电器件，要用直流电流或者单向脉冲电流给LED供电。

2）LED是一个具有PN结结构的半导体器件，具有势垒电势，这就形成了导通门限电压，加在LED上的电压值超过这个门限电压LED才会充分导通。LED的门限电压一般在2.5V以上，正常工作时的管压降为3～4V。

3）LED的电流电压特性是非线性的，流过LED的电流在数值上等于供电电源的电动势减去LED的势垒电势再除以回路的总电阻（电源内阻、引线电阻、LED电阻之和）。因此，流过LED的电流和加在LED两端的电压不成正比。

4）LED的PN结具有负的温度系数，温度升高LED的势垒电势降低。由于这个特点，所以LED不能直接用电压源供电，必须采取限流措施，否则随着LED工作时温度的升高，电流会越来越大以至损坏LED。

5）流过LED的电流和LED的光通量的比值也是非线性的。LED的光通量随着流过LED的电流的增加而增加，但却不成正比，越到后来光通量增加得越少。因此，应该使LED在一个发光效率比较高的电流值下工作。

另外，LED也和其他光源一样，所能承受的电功率是有限的。如果加在LED上的电功率超过一定数值，LED可能会损坏。由于生产工艺和材料特性方面的差异，同样型号的LED的势垒电势以及LED的内阻也不完全一样，这就导致LED工作时的管压降不一致，再加上LED势垒电势具有负的温度系数，因此LED不能直接并联使用。

2.驱动LED的方法

用原始电源给LED供电有四种方法：低电压驱动、过渡电压驱动、高电压驱动、市电驱动。不同的方法在电源变换技术实现上有不同的方案。

（1）低电压驱动LED

低电压驱动就是指用低于LED正向导通压降的电压驱动LED，如一节普通干蓄电池或镍铬/镍氢蓄电池，其正常供电电压在0.8～1.65V之间。低电压驱动LED需要把电压升高到足以使LED导通的电压值。对于LED这样的低功耗照明器件这是一种常见的使用情况，如LED手电筒、LED应急灯、节能台灯等。由于受单节蓄电池容量的限制，一般不需要很大功率，但要求有最低的成本和比较高的变换效率，考虑有可能配合一节5号蓄电池工作，还要有最小的体积。其最佳技术方案是选用电荷泵式升压变换器。

（2）过渡电压驱动LED

过渡电压驱动是指给LED供电的电源电压值在LED管压降附近变动，这个电压有时可能略高于LED管压降，有时可能略低于LED管压降。如一节锂蓄电池充满电时电压在4V以上，而在锂蓄电池放电时电压会降到3V以下。

采用过渡电压驱动LED的电源变换电路既要解决升压问题，还要解决降压问题，为了配合一节锂蓄电池工作，也需要有尽可能小的体积和尽量低的成本。一般情况下功率也不大，其最高性价比的电路结构是选用倍压式电荷泵式变换器。

（3）高电压驱动LED

高电压驱动是指给LED供电的电压值始终高于LED的管压降，如6V、12V、24V蓄电池，典型应用如汽车的照明系统等。高电压驱动LED的电源变换电路要解决降压问题，由于高电压驱动一般是由普通蓄电池供电，会用到比较大的功率，如机动车照明和信号灯光，应该有尽量低的成本。其最高性价比的电路结构是选用开关式降压变换器。

当整个串联或串并联LED串中的输入电压大于最大的正向电压降时，可选择的最佳功率拓扑是标准降压变换器。降压变换器由于带有输出电感器，所以恒流驱动是理想选择。电感电流波纹Di_L在降压变换器的设计中是一个已知的、受控制的量。在三种标准DC/DC变换器拓扑（降压、升压和降压-升压）中，只有降压变换器有与LED驱动中的平均负荷电流或I_F相等的平均电感电流。不管采用哪种控制方法，事实上，输出电流不会在开关循环的任何部分发生瞬态变化，这使得恒定电压源向恒定电流源的转换变得更加容易。

（4）市电驱动LED

这是一种对LED照明应用最有价值的供电方式，是半导体照明普及应用必须要解决好的问题。用市电驱动LED的电源变换电路要解决降压和整流问题，还要有比较高的变换效率，有较小的体积和较低的成本，还应该解决安全隔离问题，考虑对电网的影响，还要解决好电磁干扰和功率因数问题。对中小功率的LED，其最佳电路结构是选用隔离式单端反激变换器。对于大功率的应用，应该选用桥式变换电路。

3.LED驱动器的特性

驱动LED面临着不少挑战，如正向电压会随着温度、电流的变化而变化，而不同个体、不同批次、不同供应商提供的LED的正向电压也会有差异。另外，LED的颜色也会随着电流及温度的变化而漂移。应用中通常会使用多只LED，这就涉及多只LED的排列方式问题。各种排列方式中，首选是驱动串联的单串LED，因为这种方式不论正向电压如何变化、输出电压（V_OUT）如何漂移，均提供极佳的电流匹配性能。当然，用户也可以采用并联、串联-并联组合及交叉连接等其他排列方式，用于需要LED正向电压相互匹配的应用，如在交叉连接中，如果其中某个LED因故障开路，电路中仅有1只LED的驱动电流会加倍，从而尽量减少对整个电路的影响。

与目前的汽车内部和外部照明光源相比，LED照明有很多优势，如性能更高、寿命更长、品位高、节能省油等。直接用汽车蓄电池驱动LED需要一个DC/DC变换器来调节一个恒定的LED电流，并保护LED免受多变的汽车蓄电池总线电压的影响。这种变换器还应该根据一串LED中所含LED的数量和LED的类型进行优化，也要根据前灯、尾灯和信号指示灯、内部阅读灯、仪表板或娱乐显示器照明等应用的功能而优化。需要优化的方面如下：

1）拓扑。依据LED串所需电压与蓄电池电压之间的关系决定采用驱动电路的拓扑（降压、升压或降压-升压型拓扑），所选择的拓扑要能在整个蓄电池电压范围内保持对LED电流的控制。

2）调光。大比例的LED调光必须在亮度等级上保持颜色特性不变，而且要没有眼睛能看得见的起伏或振荡。

3）效率。在非运行状态功率损耗消耗蓄电池电量，而且在汽车这种产生热量已经很大的环境中，消耗的电量又转变成了热量，为此，应选择高效率和待机损耗低的驱动器。

LED具有类似于二极管的正向V-I特性。在低于LED开启阈值（白光LED的开启电压阈值大约为3.5V）时，流经该LED的电流非常小。在高于该阈值时，电流会以正向电压形式成指数倍递增。当采用降压变换器驱动LED时，LED常会根据所选的输出滤波器排列来传导电感的AC纹波电流和DC电流。这不仅会提高LED中电流的RMS振幅，而且还会增大功耗，并导致LED结温升高而影响LED的使用寿命。

LED的功率损耗由LED电阻乘以RMS电流的平方再加上平均电流乘以正向压降来确定。由于结温可通过平均功耗来确定，因此即使是较大的纹波电流对功耗产生的影响也不大。例如，在降压变换器中，输出电流的峰峰值纹波电流会增加不超过10%的总功率损耗。如果远远超过上面的损耗水平，那么就需要降低来自电源的AC纹波电流以便使结温和工作寿命保持不变。一条非常有用的经验法则是结温每降低10℃，半导体寿命就会提高两倍。实际上，由于电感器的抑制作用，大多数设计趋向于更低的纹波电流。此外，LED中的峰值电流不应超过厂商所规定的最大安全工作电流额定值。

从系统设计的观点而言，驱动LED有三项主要要求：

1）提供一个可靠的供电电源，并要具有简单的电路结构、较小的体积以及较高的转换效率。驱动电路的输出电参数（电流、电压）要与被驱动LED的技术参数相匹配，满足LED的要求，并具有较高精度的恒流控制、合适的限压功能。多路输出时，每一路的输出都要能够单独控制。驱动电路工作时，对其他电路的正常工作干扰少，满足相关的电磁兼容性要求。

2）调节LED电流。具有线性度较好的调光功能，以满足不同应用场合对LED发光亮度调节的要求。

3）当灯光关闭时，确保LED完全从电源端切断。在异常状态（LED开路、短路、驱动电路故障）时，电路能够对电路本身、LED和使用者都能起到相应的保护作用。

LED驱动电路除了要满足安全要求外，另外的基本功能应尽可能保持恒流特性，尤其是在电源电压发生±15%的变动时，仍应能保持输出电流在±10%的范围内变动。驱动电路应保持较低的自身功耗，这样才能使LED的系统效率保持在较高水平。

采用恒压源驱动LED时，不能保证LED亮度的一致性，并且影响了LED的可靠性、寿命和光衰。因此，LED通常采用恒流源驱动。恒流电源可消除正向电压变化所导致的电流变化，因此可产生恒定的LED亮度（无论正向电流如何变化）。恒流电源需要调整的是电流检测电阻器的端电压，而不用调整电源的输出电压。以目前主要的LED驱动控制芯片的性能，在应用LED驱动控制芯片时，可以依据不同的应用场合进行合理选择：

1）当需要较高功率时，可选择功率器件没有整合在芯片内的控制器，这样就可以按照实际的功率需求单独选择功率器件。

2）当需要较高的变换效率时，如便携式设备等，可选择开关电源类的驱动电路。

3）当应用在可靠性高的设备中时，可选择具有温度保护、故障报警等控制保护功能全面的芯片。

4.LED驱动电路拓扑

大多数的LED驱动电路都属于表3-1中所列的降压型、升压型、降压-升压型、SEPIC和反激式拓扑。除这些拓扑之外，还可使用简易的限流电阻器或线性变换器来驱动LED，但是此类方法通常会浪费过多功率。在LED驱动电路设计中，所有相关的设计参数包括输入电压范围、驱动的LED数量、LED电流、隔离、EMI抑制以及效率。

表3-1 LED驱动器拓扑

图3-1所示为降压和升压型拓扑，图3-1a所示的降压变换器适用于输出电压总小于输入电压的情形。在图3-1a所示的电路中，降压变换器会通过改变MOSFET的开启时间来控制LED的电流，电流检测可通过测量电阻器两端的电压获得，其中该电阻器应与LED串联。对该方法来说，重要的设计难题是如何驱动MOSFET。从性价比的角度来说，推荐采用需要浮动栅极驱动的N通道场效应晶体管（MOSFET），这需要一个驱动变压器或浮动驱动电路（可用于维持内部电压高于输入电压）。

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图3-1 降压和升压型拓扑

在图3-1b所示的降压变换器（Buck2#）中，MOSFET对接地直接驱动，从而大大降低了对驱动电路的要求。该电路可选择通过监测MOSFET电流或与LED串联的电流检测电阻来检测LED电流。后者需要一个电平移位电路来获得电源接地的信息，但这会使简单的设计复杂化。另外，在图3-1c所示的升压变换器中，可在输出电压总是大于输入电压时使用。由于MOSFET对接地直接驱动，并且电流检测电阻也采用接地参考，因此此类拓扑设计起来就很容易。该电路的一个不足之处是在短路期间，通过电感器的电流会毫无限制。对此，可以通过熔丝或电子断路器的形式来增加故障保护。此外，某些更为复杂的拓扑也可提供此类保护。

降压开关型DC/DC变换器可将一输入电压变换成一较低的稳定输出电压。输出电压（V_o）和输入电压（V_in）的关系为

式中，V_o为变换器输出电压；V_in为变换器输入电压；D为占空因数。

在图3-2中，D₂为续流二极管。降压式（Buck）变换器的输出电压平均值V_o总是小于输入电压V_in。通过电感中的电流（i_L）是否连续，取决于开关频率、滤波电感L和电容C的数值。

图3-2 降压式（Buck）变换器

当电路工作频率较高时，若电感和电容量足够大并为理想元件，电路进入稳态后，可以认为输出电压为常数。当场效应晶体管VT₁导通时，电感中电流呈线性上升，因而有：

V_in−V_o=L(i_omax−i_omin)/t_on=LΔi_on/t_on （3-2）

式中，t_on为场效应晶体管导通时间；i_omax为输出电流最大值；i_omin为输出电流最小值；Δi_on为场效应晶体管导通时间输出电流变量。

当场效应晶体管截止时，电感中电流不能突变，电感上感应电动势使二极管导通，这时

V_o=L(i_omax−i_omin)/t_off=LΔi_off/t_off （3-3）

式中，t_off为场效应晶体管截止时间；Δi_off为场效应晶体管截止时间输出电流变量。

在稳态时

Δi_on=Δi_off=Δi_o （3-4）

式中，Δi_o为输出电流变量。

因为电感滤波保持了直流分量，消除了谐波分量。输出电流平均值为

I_o=(i_omax−i_omin)/2=V_o/RL （3-5）

式中，R为负载电阻。

升压开关型DC/DC变换器可将一输入电压变换成一较高的稳定输出电压。输出电压和输入电压的关系为

V_o/V_in=1/(1−D)V_in＜V_o（3-6）

图3-3所示为升压式（Boost）电路，它由功率晶体管VT₁、储能电感L、二极管VD₂及滤波电容C组成。当功率晶体管导通时，电源向电感储能，电感电流增加，感应电动势为左正右负，负载Z由电容C供电。当VT₁截止时，电感电流减小，感应电动势为左负右正，电感中能量释放，与输入电压顺极性一起经二极管向负载供电，并同时向电容充电。这样把低压直流变换成高压直流。在电感电流连续的条件下，电路工作于图3-3b所示的两种状态。

图3-3 升压式（Boost）电路

1）当晶体管导通、二极管截止（即0≤t≤t₁=DT）期间，t₁=0～DT，t=0时刻，VT₁导通，电感中的电流按直线规律上升V_in=LΔI/t₁

2）当晶体管由导通变为截止（即t₁≤t≤T）期间，电感电流不能突变，产生感应电动势迫使二极管导通，此时

V_o−V_in=LI/t₂ （3-7）

式中，t₂=DT～T=(1−D)T。

则

ΔI=V_int₁/L=(V_o−V_in)t₂/L （3-8）

式中，ΔI为输入电流变量。

将t₁=DT，t₂=(1−D)T代入上式，则求得

V_o=V_in/(1−D） （3-9）

Boost式DC/DC变换器是一个升压斩波器。当D从零趋近于1时，V_o从V_in变到任意大。同理可求得输入电流；

式中，I为输入电流；f为开关转换频率。

若忽略负载电流脉动，在[0，t₁]期间，电容泄放的电荷量反映了电容峰—峰电压脉动量，亦即输出电压V_o的脉动量。

图3-4所示为降压-升压型拓扑，该电路可在输入电压和输出电压相比有时高、有时低时使用。两者具有相同的折衷特性（其中折衷可在有关电流检测电阻和栅极驱动位置的两个降压型拓扑中显现）。图3-4所示的降压-升压型拓扑显示了一个接地参考的栅极驱动。它需要一个电平移位的电流检测信号。

图3-4 降压-升压型拓扑

降压-升压型拓扑的一个缺点是电流相当高。例如，当输入和输出电压相同时，电感和电源开关电流则为输出电流的两倍。这会对效率和功耗产生负面的影响。在许多情况下，采用图3-5a所示的降压或升压型拓扑将缓解这些问题。在该电路中，降压功率级之后是一个升压电路。如果输入电压高于输出电压，则在升压级刚好通电时，降压级会进行电压调节。如果输入电压小于输出电压，则升压级会进行调节而降压级通电。通常要为升压和降压工作预留一些重叠，因此从一个模型转到另一个模型时就不存在静带。

当输入和输出电压几乎相等时，该电路的好处是开关和电感器电流也近乎等同于输出电流。电感纹波电流也趋向于变小。即使该电路中有4个电源开关，通常效率也会得到显著的提高。图3-5b所示的SEPIC拓扑要求较少的MOSFET，但需要更多的无源组件。其优点是简化了MOSFET驱动器和控制电路的设计。此外，可将双电感组合到单一的耦合电感中，从而节省空间和成本。但是像降压-升压型拓扑一样，它具有比降压或升压型拓扑更高的开关电流，这就要求电容器可通过更大的RMS电流。

图3-5 降压或升压型以及SEPIC拓扑

出于安全考虑，可在离线电压和输出电压之间使用隔离。在此应用中，最具性价比的解决方案是反激式变换器，如图3-6a所示。它要求所有隔离拓扑的组件数最少。变压器电压比可设计为降压、升压或降压-升压输出电压，这样就提供了极大的设计灵活性。但其缺点是电源变压器通常为定制组件。此外，在MOSFET以及输入和输出电容器中存在很高的组件应力。

图3-6 反激式变换器基本拓扑图

图3-6b所示是将隔离的反激变换器连接到电源和负载的简化电路。在实际应用中，一个MOSFET或双极型晶体管将取代开关S₁，而二极管会取代S₂。开关的状态决定了电路的运行状态。两个开关具有4个可能的运行状态，开关运行状态见表3-2。状态1和2是一次绕组和二次绕组交替导通。在状态3，一次绕组和二次绕组没有导通。状态4为两个开关同时关断，应尽量避免该状态。

表3-2 开关运行状态

最初，开关S₁关闭（δ_1T），电流开始流入变压器一次绕组（状态1），并且为线性增加。然后S₁开通S₂关闭（δ_2T），储存在二次绕组的能量产生一个电流流入负载（状态2），随着能量的消耗电流也线性下降。负载电流的最大值等于变压器的电压比（n=N_p/N_s）乘以S₁打开时的一次绕组峰值电流。当S₂导通，输出电压会反馈到变压器的一次绕组。状态3发生在二次绕组电流降至0而S₁仍然打开（δ_3T）时。一次绕组和二次绕组电流同时为0。一次绕组导通发生在δ_1T（一次绕组脉冲），二次绕组导通发生在δ_2T（二次绕组脉冲），随后在δ_3T导通停止，这种模式叫非连续导通模式（DCM）。如果一个新的周期开始时二次绕组电流降至0（δ_3T=0），变换器会工作在临界连续模式下（BCM）。