全桥变换器拓扑是目前国内外DC-DC变换器中被广泛使用的拓扑之一，尤其适合用在大功率场合。与单端变换器和半桥变换器相比，全桥拓扑结构开关器件断开时，承受的电压等于电源电压，开关导通时的电流峰值等于输入平均电流，开关应力较小。

图5-33示出全桥隔离充电器主电路，图中，V_dc是经过带滤波电容的整流电路整流后得到的直流电压，VI₁～VI₄是4只功率开关管，T为高频变压器，原副边匝比表示见图5-33。发电机输出的交流电，经带滤波电容的全桥整流电路后，得到直流电压V_dc。直流电通过功率器件的开关转换，变为高频交变的PWM电压信号，这种变化的电压信号经过隔离变压器变压后，再经全波整流和LC滤波电路后，得到所需要的直流电V_o给蓄电池充电。

图5-33 全桥隔离充电器主电路图

对于全桥直流变换器，其功率器件的通断控制有很多种方法，下面介绍两种常用的PWM控制和移相控制方法。当采用PWM控制方式时，直流电压V_dc加在VI₁～VI₄四只开关管构成的两个桥臂上。为了使控制方式相对简单些，使成对角线的两只开关管同时导通或关断。由于同一个桥臂上的两只管子互补导通，这样就使VI₁、VI₄和VI₂、VI₃以小于50％的占空比交替导通，经过变压器的耦合，在变压器的副边将得到按某一占空比D变化的正负半周对称的交流方波电压，经整流滤波后得到直流电压，控制电路通过调节占空比，就能够实现输出电压V_o的调节。

图5-34 功率器件的驱动波形 和电感L上的电流波形(www.daowen.com)

功率器件的驱动波形和电感L上的电流波形如图5-34所示，当VI₂、VI₃或VI₁、VI₄导通时，输入端便会通过变压器向负荷传送功率；当VI₂、VI₃、VI₁、VI₄均关断时，此时负荷电流将通过整流二极管VD₅、VD₆续流，同时滤波电容C₂为负荷继续提供能量。该种PWM控制方式可以由TL494，SG3525等专用控制芯片来实现。

图5-35 移相控制全桥变换器工作原理波形图

移相控制是指处于对角线上的两只开关管的驱动脉冲不同步，它们之间相差一个移相角α，通过动态调节移相角α的大小来维持输出电压的稳定，在整个调节过程中脉冲宽度保持不变。移相控制全桥变换器工作原理波形如图5-35所示。VI₄管滞后VI₁管α角之后导通，VI₃管滞后VI₂管α角之后导通。若忽略死区影响，变压器原边电压为零的时间等于移相角α对应的时间。显然，通过调节α移相角就可以控制输出电压的大小。对α移相角实时调节，可以通过移相控制专用集成芯UC3875、UC3879来完成。UC3875的内部结构框图如图5-36所示，它具有驱动输出、相信号控制、软起动、误差调节器、死区时间设置，以及过流保护等功能。误差放大器的同相输入端3脚和反相输入端4脚构成输出电压闭环调节，维持输出电压的稳定；软起动功能引脚6，在片内与误差放大器的输出直接相连，由图5-36可知，当误差放大器的输出电压高于6脚电压时，误差放大器的输出电压被钳位在6脚电位，所以当芯片开始起动工作时，其输出脉宽从0开始慢慢变大，实现软起动功能。另外，当芯片供电欠压或发生过流时，6脚电压立即变为0V，从而快速封锁输出。为防止同一桥臂的两只管子直通，必须在两管的驱动脉冲之间设置死区。死区时间的设定，由芯片的7脚和15脚来实现的。通过调节RC时间常数，便可方便地设置死区时间。移相控制信号发生电路是UC3875的核心部分。振荡器产生的时钟信号经过VD的触发器二分频后，形成两路互补的方波信号，然后与延时电路及逻辑电路运算后，产生有死区间隔的OUTA和OUTB输出信号，且OUTA和OUTB与振荡时钟同步；PWM比较器将锯齿波和误差放大器的信号比较后，得到一个方波信号；该方波信号与时钟信号经过“或非门”后，送到RS触发器；RS触发器的输出口和D触发器输出Q运算后的信号，与延时电路及逻辑电路运算后，产生有死区间隔的OUTC和OUTD输出信号；OUTC和OUTD分别滞后OUTB和OUTA一定角度，即移相角α的大小决定于误差放大器的输出与锯齿波的交截点。UC3875共有4路输出驱动信号，每路均能提供2A的驱动峰值电流，驱动能力较强。

图5-36 UC3875的内部结构框图