1.不控整流电路

（1）单相半波不控整流电路

1）阻性负载：1个整流二极管，见图4-82。此时输出的是输入半个交流电压波形，且负载电流i_o和负载电压u_o波形相同。

图4-82 单相半波不控整流电路及工作波形（阻性负载）

电源电压为时，流过电阻负载的输出电压平均值为

式中，E为输入交流电压有效值。

输出电流平均值为

输出电流有效值为

2）阻容并联负载：R并联C，提高输出平均电压，减小输出电压脉动，见图4-83。输入电压正半周，当ωt=δ，输入电压高于电容电压时，VD导通，电容充电，电容电压为输入电压；随输入电压下降，流过电阻和电容电流大小相等、方向相反时，输入电流下降至零，即ωt=δ+θ时，VD截止，C通过R放电。

图4-83 单相半波不控整流电路及工作波形（阻容并联负载）

输出电压为

负载电阻R电流为

电容C电流为

输入电源电流（即VD电流）为

其中。

VD截止后，电容C通过电阻R放电，此时的负载电阻电流为

输出电压为

负载R电流平均值为

输出电压平均值为

3）电感电阻串联负载：R串联L，扩展VD导通时间，见图4-84。输入正半周VD导通，输入电压加在R和L，给R供电、L储能，负载电流逐渐増大。随输入电压逐渐降低。当低于R上的电压时，L放电。输入电压降至零后，电感电流维持VD导通，放电电流下降。当电感电流降至零时，VD截止。

图4-84 单相半波不控整流电路及工作波形（电感电阻串联负载）

VD导通时，负载电流为

其中，。

负载平均电流为

输出平均电压为

（2）单相全波不控整流电路 2个二极管和1个中心抽头变压器，供两个相对中性点N相位差180°的u₁和u₂，见图4-85。电源u_S正时，u₁为正u₂为负，VD1导通；u_S负时，u₂为正u₁为负，VD2导通。

图4-85 单相全波布控整流电路及工作波形

阻性负载平均电压为

阻性负载平均电流为

（3）单相全桥不控整流电路

1）阻性负载。如图4-86所示，输入电压正半周时，VD1、VD3导通；负半周时，VD2、VD4导通。输出电压均为正。

负载电流平均值为

负载电流有效值为

输出电压平均值为

图4-86 单相全桥不控整流电路（阻性负载）及工作波形

2）电阻电容并联负载。如图4-87所示，负载R，直流滤波电容C取值较大使输出电压u_o脉动小。图4-88为稳定工作波形。电源电压正半波瞬时值u_S＞u_o时（δ≤ωt≤θ+δ），VD1、VD3导通，u_S加到C和负载，C储能；在u_S负半周，u_S＞u_o时（π+δ≤ωt≤π+θ+δ），VD2、VD4导通，给负载供电，C储能；在u_S正或负半周，u_S＜u_o时（θ≤ωt≤π和π+θ+δ≤ωt≤2π+δ，二极管均截止，C对R放电。

图4-87 电容滤波单相桥式不控整流电路

图4-88 电容滤波单相桥式不控电路整流波形

输入电压u_S与u_o交点处，即ωt=δ时，VD1、VD3导通，则

电容电流为

负载电流为

流经二极管直流侧输出电流为

整流输出电压的平均值为

如果考虑电源变压器漏感、引线漏感L_S或直流侧电感L_d，则i_D逐渐上升到最大值，见图4-89。为抑制电流冲击，加宽导电角，在直流侧串联一小电感，构成LC滤波电路。

图4-89 带电容滤波的单相桥式不控整流电路及电流波形

3）电阻电感串联负载。R串联L，可平滑输出电流波形，见图4-90。输入电压正半周时VD1、VD3导通。负半周时VD2、VD4导通。

图4-90 单相全桥不控整流电路（R、L串联负载）及工作波形

负载电流平均值为

输出电压平均值为

（4）三相桥式不控整流电路 用6个二极管构成见图4-91，输出电压波形见图4-92。

三相桥式不控整流电路负载电压平均值为

图4-91 三相桥式不控整流电路

图4-92 三相桥式不控整流电路的输出电压波形

负载平均电流为

1）负载为R时：

相电流有效值为

负载电流有效值

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2）负载为R串联大电感L时：

相电流有效值为

负载电流有效值为

2.相控式整流电流

（1）单相半波相控式整流电路 由1个晶闸管控制负载，见图4-93。输入电压正半周时，VT门极触发脉冲u_g，VT导通。触发脉冲延迟一定角度，可控制负载电压。纯阻性负载时，负载电流i_o和电压u_o波形同步；感性负载时，u_o过零后，负载电流不同步到零，VT仍导通，负载电流到零时VT关断。

图4-93 单相半波相控整流电路及工作波形（阻性负载）

负载为电阻时，输出电压平均值为

其负载电流有效值为

图4-94 单相全波相控式整流电路及工作波形

（2）单相全波相控式整流电路 用中心抽头变压器，提供两个相对中性点N相差180°的u₁和u₂。图4-94中晶闸管触发脉冲延迟1个角度α。纯阻性负载电压平均值为

阻性负载电流平均值为

（3）单相桥式相控式整流电路 由4个晶闸管控制负载电压即为全控桥整流电路，见图4-95。若用VT1、VT2和VD3、VD4，则构成半控桥整流电路。单相桥式整流电路纯阻性负载输出电压波形与单相全波整流电路相同，半控桥式整流电路感性负载时的输出电压波形与单相全波整流电路相同。

图4-96为全控桥式整流电路大感性（理论认为电感无限大）负载的电压、电流波形。u_s正半周时，加u_g1和u_g3，VT1、VT3导通；负半周时，加u_g2和u_g4，VT2、VT4导通。如感性负载，当电源电压过零时，输出电流不降到零。如大电感，输出电流近似恒定。因此VT1、VT3导通时，当输出电压下降到零后，因VT2、VT4还无触发信号，VT1、VT3不能换流关断，继续导通，u_o将反向增加。VT2、VT4导通时类似。此时输出电压平均值为

负载电流平均值为

图4-95 单相桥式相控式整流电路

图4-96 单相桥式全控整流大感性负载波形

（4）三相相控式整流电路 如图4-97a所示，晶闸管VT1、VT2、VT3触发相位依次相差120°，三相半波整流电路电源电流中含直流成分，大功率场合不使用该方式。图4-97b为三相桥式相控式整流电路，6个晶闸管VT1～VT6触发信号相位依次差60°。

1）三相半波相控式整流：输出电压波形见图4-98。

图4-97 三相相控式整流电路

图4-98 三相半波整流电路波形

①纯阻性负载。当0≤α≤π/6时，负载电流连续，负载电压平均值为

输入相电流有效值为

负载电流有效值为

当π/6≤α≤5π/6时，负载电流断续，负载电压值为

输入相电流有效值为

负载电流有效值为

②感性负载。负载电流连续时，三相半波相控式整流电路负载电压平均值为

2）三相桥式相控式整流。感性负载时的电路波形见图4-99，R、S、T、U、V、W分别是VT1、VT3、VT5、VT2、VT4、VT6的自然转换点，此点后移触发延迟角α加触发信号，R′、S′、T′、U′、V′、W′分别是VT1、VT3、VT5、VT2、VT4、VT6的实际转换点。

图4-99 三相桥式全波整流电路带感性负载电路波形

a）输入相电压 b）控制信号 c）输出电压 d）晶闸管VT1端电压 e）A相电流

①纯阻性负载：当0≤α≤π/3时，负载电流连续，负载电压平均值为

输入相电流有效值为

负载电流有效值为

当π/3≤α≤2π/3时，负载电流断续，此时负载电压平均值为

输入相电流有效值为

负载电流有效值为

②负载为强感性：如L很大，负载电流连续时，负载电压平均值为

负载电流平均值为

输入相电流有效值为

3.PWM整流电路

输入侧功率因数为1，即输入侧电流i_S无畸变且与输入侧电压u_S同步；负载侧u_o=U_o为电压型或输出i_o=I_o为电流型；输出电压能快速调节；双向传递能量。半控式整流无法实现，全控型器件组成PWM斩控式整流电路。

（1）单相单管电路 以中小功率Boost型单管单相功率因数校正电路为例，在单相不控整流电路的输出端和负载间插入一级有源器件组成有源功率因数校正电路，见图4-100点画线框，由可控自关断器件VI、VD、L和C组成Boost电路。设L足够大，电路连续导通；C足够大，输出电压近似恒定。时，不控整流桥输出电压u_d的瞬时值为。

VI导通时，VD截止，电感电流呈线性增加、储能，电容给负载供电；VI截止时VD导通，电感能量传输到负载，同时C充电。控制占空比可调节输出电压、控制输入阻抗的相位和幅值，当输入阻抗近于纯电阻时，输入侧i_S与u_S同相，实现功率因数校正，见图4-101。

图4-100 Boost型单管单相功率因数校正电路

图4-101 单相电压单管有源功率因数校正电路

（2）单相桥式电路 如图4-102所示，该电路实现能量双向流动。输入功率因数为1时，u_S与i_S同相，整流桥侧u_a与输入u_S和电感u_L关系见图4-103，波形见图4-104。调节占空比，可控制整流桥侧u_a，通过交流侧有功和无功功率控制，实现高功率因数的PWM整流器。

图4-102 单相桥式PWM整流电路

（3）三相桥式电路 大功率整流电路采用三相结构，电压型三相半桥式PWM整流电路见图4-105，频率调制比k=3时的波形见图4-106。

图4-103 功率因数为1时u_a与u_S和u_L的关系

幅度调制比为

式中 U_Gm——各相正弦调制信号的幅值；

U_Cm——三角载波信号u_C的幅值。

频率调制比为

式中 f_C——三相载波信号u_C的频率；

f——各相正弦调制信号的频率

图4-104 功率因数1时单相桥式PWM整流波形

图4-105 电压型三相半桥式PWM整流电路

电压型三相SPWM整流电路控制框图见图4-107，采用电压外环和电流内环的双环控制。