在COST 273中，对带有非理想CSI的平坦性衰落ACM系统进行了分析研究。然而，这些ACM也可被应用于多载波调制（OFDM）所用的频率选择性信道中，只要每个子信道在多载波方案中可以很好地模拟成平坦衰落。

这里我们的重点在于只有信道编码和调制星座（共同称为编解码器）是动态适应信道条件的ACM方案。发射功率始终保持恒定。在这样的速率自适应系统中，变送器可以选择多种编解码器，以使频谱效率（Spectral Efficiency，SE）适应CSNR的变化。在自适应系统中发射机和接收机要求CSI可用，假设从接收机传送到一个单独的回传信道。

先前已进行了理想化条件下的速率自适应系统的理论性能分析，如回传通道零延时、无噪声回传信道和完美信道估计。然而，除非正向和回传信道是交互的，在TDD系统中，将有非零返回通道延迟，并且CSI必须被预测。在以后的传输中得到从收到的频道上的符号中提取的衰落过程的传输信息。而适应的系统的性能则取决于以下几个因素:流动性（终端速度）、预测方法和（如果是使用线性预测）滤波器阶数，在接收机中关于衰落处理的可用的信息，回传信道的延迟和错误。

在参考文献［JØHH03］中，呈现了瑞利平坦衰落信道的完整的ACM系统的计算机模拟结果。这项工作的目的是通过模拟手段确认理论分析，在确定实际条件下，在理论分析过程中，进行一般的简化假设。从链路自适应和速率自适应分组码信道编码称为Gallager代码（或低密度校验码（见参考文献［Gall63］），5个信道编码用作分量码。编码信息应用灰度映射调制到M-QAM调制或M-PSK的星座上。进一步描述模拟编解码的参数，详见参考文献［JØHH03］。

系统采用导频辅助调制（Pilot Symbol Assisted Modulation，PSAM）（见参考文献［Cave91］）提供接收机和发射机的衰落包络信息。根据已知的衰落相关特性的假设，使用线性信道预测和估计。预测器和估计器滤波系数在MAP（最大后验）下是最优的。

该发射机的相关CSI是选定衰落地区的索引。接收机在每个接收块的220信道符号之后预测将来的CSI，其中每个的第11符号是一个导频符号。接收机预测和发射机更新之间的延误被称为预测滞后。由于所采用的ACM方案的Gallager编码的块结构，更新两个连续传输块之间所使用的编解码器是唯一可行的。这样，在系统分析的一个基本假设是，衰落是缓慢的，足以使同一个传输块在相同的衰落区域。

预测之后衰落区域的指数从接收机传送到发射机。回传信道假设是没有错误的，只有在接收机端已知的传输延迟。当CSI信息发生变化时，发射机和接收机进行编解码器的更新，以最大限度地提高受BER约束的瞬时频谱效率。

对上述系统进行了评估，通过分析和在瑞利衰落信道中模拟基于HIPERLAN/2-type系统参数，中度（步行速度）移动速度。使用的编解码器的开关阈值是为完美的CSI设计的，这意味着在非常低的平均CSNR和/或长的反馈时延时，这个系统不能够实现误码率要求。这可以通过仿真来证实，一般来说，只要考虑步速、BER性能、平均频谱效率（Average Spectral Efficiency，ASE），以及实际的和预测的衰落之间的测量相关性，理论预测和仿真结果之间的一致性是很好的。这意味着，作出在一个符号间隔内整个块在同样的衰落区间中的简化假设在这样的速度下是有效的。以1m/s的速度，模拟和理论的ASE之间的比较如图3.41所示。但是，在更高速度下的简化假设不再是正确的，仿真结果开始偏离了理论预测。(www.daowen.com)

图3.41 在移动速度为1m/s时对于适应性Gallager编码调制系统，模拟的和理论的ASE的比较

在另一个文献［ØiHH04］中，单个频谱效率为1bit/s/Hz，5bit/s/Hz，…，8.5bit/s/Hz的8个基于QAM四维的一系列网格码被用来代替Gallager编码，并且在接收端具有完善的信道知识（即完美的相干检测）情况下假设是在平坦的瑞利衰落和每个子信道的导频辅助MAP优化预测下，对空间接收分集对ACM方案的影响进行了讨论。接收分集是通过使用H根接收天线的MRC获得的。在平均误码率和发射功率的限制下，Jakes衰落相关简介的大量的例子给出了。

一个主要结论是，基于信道预测误差，适量的接收分集（结合H=2～4根接收天线）也可以显著提高ACM方案的鲁棒性，使其能够实现在一个给定的误码率约束更广泛的范围CSNR，与SISO系统相比，能为同一编解码器开关阈反馈时延提供没有任何损失的ASE，（事实上，由于阵列增益接收分集提供了额外的ASE改善）。这是因为接收天线有效地稳定了信道（降低了深衰落的可能性），把瑞利衰落变为Nakagami-H信道。尽管如此，信道波动仍然是十分严重的，因为存在与链路自适应相关的重要的ASE增益。

ASE和鲁棒性对信道预测误差和回传信道的延迟总是有固定的权衡，因为如果在不完美的CSI下要确保每个编码在足够低的误码率下，用于切换不同的发射方式的CSNR开关阈值必须增加。对于给定信道模型，这将意味着中断概率会更高，而低速率编码将更高概率地被应用，从而获得的ASE会减少参考文献［Jetl05］表明，最低CSNR阈值受到的影响是最严重的，这意味着，与好的平均信道条件相比，坏的平均信道条件（低预期CSNR）下ASE下降更明显。这可以得到一个事实，当接收信号中有很多噪声时，估计和预测信道是很难的。

然而，另一个文献（TD（05）009）表明，通过精心设计和优化系统参数选择，与不完美CSI相关的ASE损失不会过于严重。在参考文献［ØiHH04］中同一组N=8的四维网格码仍然被使用，并与MRC合并的接收天线分集的一种实施手段结合在一起。此外，导频辅助MAP优化线性预测仍在被使用。此外，完美接收CSI的假设是宽松的，是由导频辅助MAP优化的线性信道估计的假设在接收端取代。在这种背景下，在瞬时误码率约束下，信息符号和导频符号之间的导频符号周期和发送功率分布（在平均发射功率的限制下）对最大化的ASE是最优的。

对一种未编码SISO系统（见参考文献［CaGi05］）应用之前的结论的结果表明通过此参数优化可以实现显著的增益。假设载波频率为2GHz，信道带宽为200MHz，移动速度为30m/s，回传信道的延迟为1ms（相当于20％的多普勒周期），一个数值的计算显示了（误码率＜10^-5）BER约束在整个CSNR范围内被实现了，而ASE比遍历信道容量低约3bit/s/Hz，并且与完美CSI方案相比，有约1bit/s/Hz的损失。多根接收天线的使用允许一个更长的导频周期，更小的功率分配给导频符号，在这种情况下这对ASE增益做出了贡献。