在过去的15年中，OFDM因其高数据传输速率和在无线环境中性能的稳定性，越来越得到人们的认可。在多径环境中，宽带通信会受到频率选择性衰落的影响。在这种情况下，前文讨论的技术就不是最佳选择了，我们需要一个更好的传输方案。因此，OFDM最近开始受到人们的欢迎（见参考文献［Enge02］）。

在面临较大延迟扩展的宽带无线系统中，OFDM是一个有吸引力的调制方案。单载波调制所需的最大似然检测甚至次优均衡方案的复杂度随着带宽-延迟扩展乘积的增大呈指数增长。OFDM完全避免了时域均衡，使用了一种占用很小信道容量的循环前缀技术（见参考文献［PaNG03］）。

在视距传播（Line-of-Sight，LoS）不能实现的地方，可能会产生限制最大数据传输速率的显著多径弥散。如OFDM这样的技术或许是解决此问题的最好方法，它允许在弥散信道内的几乎任意数据传输速率的存在。特别是对于弥散环境中的宽带系统，OFDM技术完全可以在4G概念中占有一席之地。

尽管OFDM通信的原理已经出现了几十年，但只是在过去的10年中OFDM才开始商业化。最重要的OFDM无线应用有数字音频广播（Digital Audio Broadcast，DAB）、数字视频广播（Digital Video Broadcasting，DVB）、WLAN及最近的无线本地环路（Wire-less Local Loop，WLL）（见参考文献［Enge02］）。

由于DAB系统可以更有效地使用拥挤的无线电频段，并且它所提供的CD级别音质远超FM模拟广播的音质，所以DAB系统被视为无线电广播的未来。DAB所应用的OFDM传输方案采用了四相相移键控（Quaternary PSK，QPSK）调制。DVB系统与DAB系统相似，不同的是DVB是用来进行数字视频信号的广播。由于数据传输速率很高，DVB系统带宽为8MHz。OFDM信号中的子载波的调制方法为高阶正交幅度调制（Quad-rature Amplitude Modulation，QAM）星座，最多可达64个点。

第三代WLAN系统致力于在5GHz频带上提供高数据传输速率，其频带为2.5GHz。其通信基于20MHz带宽的OFDM。对于每一个子载波，调制方案为二进制相移键控（Binary Phase Shift Keying，BPSK）、QPSK，16-QAM和64-QAM。由于传播环境不同，数据传输速率在6～54Mbit/s之间浮动，其误码率也随之变化。正在研究中的未来WLAN标准致力于克服这个浮动范围。

无线本地环路（WLL）为固定用户提供高速互联网接入和多媒体服务。与甚高速数字用户专线（Very-High-Rate Digital Subscriber Line，VDSL）和有线调制解调器比起来，WLL速度更快。OFDM是WLL技术支持的传输方案之一（见参考文献［Enge02］）。

当在具有较大最大延迟的多径信道中进行高速传输时，我们优先选择OFDM，因其具有均衡简单、带宽效率高和适应性好的优点（见参考文献［Corr01］）。

在OFDM系统中，信道编码扮演很重要的角色。由于OFDM系统有窄带子载波和一定的循环前缀，它受到平坦性衰落的影响。在这种情况下，效率高的信道编码会获得很高的编码增益，特别是在应用软决策解码时。因此，OFDM系统必须采用信道编码（见参考文献［AlLa87］）。此外，OFDM还应用多路存取技术，很简单就能确定信道的时间和频率范围（见参考文献［RoGr97］）。

最后，由于所有子载波信号的叠加，OFDM信号具有很大的峰均功率比，因此在每个收发器处，OFDM信号的功率将受到功放最大输出功率的限制。这也影响了子载波之间的正交性，会导致不可接受的载波间干扰和带外干扰（见参考文献［Corr01］）。

一个OFDM信号包含N个子载波，它们之间频率间隔为Δf，因此，总系统带宽B被分为N个等距的子信道。在每一个子载波上，其符号周期T_s=1/Δf是具有同样带宽的单载波传输系统的符号周期的N倍。此外，一个长度为T_g的保护间隔（即循环前缀）扩展了子载波信号。在符号周期T_s内，所有子载波相互正交。第k个子载波信号由函数g_k（t），k=0，…，N-1解析地描述。子载波都应用了矩形脉冲波形。

将保护间隔加入到子载波信号中是为了避免会在多径信道中出现的符号间干扰（Inter-Symbol Interference，ISI）。在接收端（RX），循环前缀被移除，只有时间间隔［0，T_s］被评估。全部OFDM块持续时间为T=T_s+T_g。每个子载波都独立地与复合调制符号s_n，k调制在一起，此处下标n表示时间，k表示所讨论的OFDM块中的子载波指针。因此，在符号周期T内，第n个OFDM块的信号构建如下:

(www.daowen.com)

由于信号波形为矩形脉冲，所以子载波的频谱为sinc函数，如图2.1所示。各子载波的频谱重叠，但是子载波信号相互正交，调制符号s_n，k可由单相关复原

图2.1 OFDM子载波的表示法

在实际应用中，收发器的数字信号处理部分的第一步就是生成形式为离散时间信号的OFDM信号s_n（t）。由于OFDM系统的带宽为B=NΔf，对信号进行采样的时间必须为t=1/B=1/NΔf。信号的采样记为s_n，i，i=0，1，…，N-1，并且可由典型应用为快速傅里叶反变换（Inverse FFT，IFFT）的离散傅里叶反变换（Inverse DFT，IDFT）计算出来。

在一个频率选择无线电信道的输出端，子载波正交性并不受到影响，因此，根据式（2.3），应用一种相关性技术就可把接收信号r_n（t）分成正交子载波信号。换一种方法，可分别通过DFT或FFT得出接收端处的相关性:

式中，r_n，i（t）为接收信号r_n（t）的第i个采样;R_n，k为第k个子载波复原了的复合符号。

若所选择的子载波间隔Δf远小于相干带宽，且符号周期T远小于信道相干时间，则可以认为在每个子载波的带宽Δf和每个调制符号S_n，k的持续时间内，无线电信道H（f，t）的传递函数是常数。在这种情况下，无线电信道的效果只是每个子载波信号g_k（t）与增益系数H_n，k=H（kΔf，nT）的乘积。因此，进行了FFT后的接收复合符号R_n，k为

R_n，k=H_n，k^Sn，k^+Nn，k（2.⁶）

式中，N_n，k为加性高斯白噪声（Additive White Gaussian Noise，AWGN）。