在本书的4.3节CPM的仿真模型中已对峰值电流控制的大信号PSpice模型的建立作了详细的推导和介绍，这里结合一个Buck变换器实例，介绍CPM子电路模型的应用。

如图4-73所示为CPM Buck变换器实例示意图，为了建立相应的平均电路模型，用组合型CCM/DCM平均开关模型的PSpice子电路代替开关网络。根据Buck变换器参数，CCM/DCM子电路模型参数需设置为：L=35μH，f_s=200kHz；用CPM子电路模型代替峰值电流控制器，其中CPM的输出信号接CCM/DCM子电路模型的节点5。CPM的4个输入信号中，独立电压源u_c表示输入控制信号，一般是电压控制器的输出电压信号，受输出电压控制，研究电流控制器特性时，令其为一个常数；输入信号中的受控电压源E_i的电压值正比于电感电流i_L，体现电感电流的控制作用；输入信号中的受控电压源E₁的电压值是v（1）-v（3），其数值等于功率开关管导通且二极管截止时的第1个子间隔内，电感两端的电压＜u₁（t）＞dT_s；输入信号中的受控电压源E₂的电压值为v（3），它等于功率开关晶体管截止且二极管导通时第2个子间隔内，电感两端的电压＜u₂（t）＞_（1-d）Ts。受控电压源E₁和E₂代表了电感电压的控制作用，根据Buck变换器参数，CPM子电路模型中的参数需设置为：L=35μH，V_a=0.6V，f_s=200kHz，R_f=1Ω。

1.控制-输出传递函数频率特性

根据如图4-73所示的CPM控制型Buck变换器实例示意图，可建立其仿真电路如图4-74所示。其中，负载R=12Ω，输入控制电压为V_c=1.4V的恒定直流电压源，仿真计算出静态工作点：占空比D=0.676，电感电流直流分量I_L=0.81A，直流输出电流U=8.1V，变换器运行于CCM。

图4-73 CPM控制型Buck变换器实例示意图

为了便于研究系统的动态特性，与本书第2章定义一样，将占空比-输出电压的传递函数定义为原功率级控制-输出的传递函数，将引入峰值电流控制后的控制-输出电压的传递函数定义为新功率级传递函数G_uc（s）。其中，原功率级的传递函数描述了直接占空比控制模式，新功率级由变换器和峰值电流控制器组成，其传递函数描述了峰值电流控制时变换器主电路的动态特性。如图4-75所示为直接占空比控制的仿真电路，用如图4-74和图4-75所示仿真电路分别对两种控制模式进行仿真，得到两种控制模式的控制-输出传递函数频率特性如图4-76所示。

图4-74 CPM控制型Buck变换器仿真电路

图4-75 Buck变换器控制-输出仿真电路

图4-76 两种控制模式下控制-输出传递函数的频率特性

从特性中可见，原功率级控制-输出的传递函数为双重极点型，有一对共轭复根，在该极点处幅频特性有一尖峰，相频特性在该极点处出现0°～-180°的骤变，是一具有高Q值的2阶系统。引入峰值电流控制后，新功率级的控制-输出的传递函数比原功率级少了一个低频极点，主极点（低频极点）频率在0.1～1kHz之间，其值由负载电阻和输出滤波电容决定，电流反馈将另一极点移到了开关频率附近，约在开关频率的一半之处，就所关心的频段而言，系统为一阶系统，从而使外环的电压补偿网络简化。

2.音频衰减率

音频衰减率代表开关调节系统对输入直流电压的低频正弦扰动的抑制能力。如果输入端有一个低频正弦扰动信号时，输出端电压基本上不受影响，这个扰动信号通过系统的前向通道到输出端已几乎衰减到零，则说明这个系统的抑制输入电压扰动能力很强。对于峰值电流控制的开关调节系统，如果人工斜坡补偿网络设计合理，理论上可以完全消除输入电压扰动对输出电压的影响，这也是峰值电流控制的另一优点。(www.daowen.com)

如图4-77所示给出了两种控制模式的Buck变换器音频衰减率的仿真电路。如图4-77a所示电路中，在子电路CCM-DCM的5端施加一个直流电压源，其值为已计算出的开关占空比（D）静态工作点的数值：0.676V；在子电路CCM-DCM的1端施加一个带有直流偏置的交流电压源，其中，直流偏置为直流输入电压12V，交流电压源的幅度为10mV。输出电压的初值U=8.1V，电感电流的初值I_L=0.81A。在以上初值的基础上进行AC扫描，得到如图4-78所示的原功率级和新功率级音频衰减率的频率特性。比较所关心的频段处（100～120Hz），CPM控制方式对输入电压扰动的衰减要比占空比控制方式至少多了30dB，可见CPM控制对输入电压扰动具有很强的抑制能力。

3.输出阻抗特性

当负载电流有一低频正弦扰动时，如果系统的闭环输出阻抗越小，则扰动对输出电压的影响越小。闭环输出阻抗表示系统对负载正弦扰动的抑制能力，因此，研究峰值电流控制对输出阻抗的影响具有实际意义。

如图4-79所示给出了占空比直接控制和峰值电流控制的Buck变换器输出阻抗特性的仿真电路。其中，如图4-79a所示为原功率级仿真电路，如图4-79b所示为新功率级仿真电路，输出阻抗特性的测量方法是分别在变换器的输出端施加一个交流电压源，测量其电流。相应的两种控制模式的输出阻抗特性如图4-80所示。

由如图4-80所示特性可见，在占空比控制的变换器中，低频段的输出阻抗很小。这是因为低频段电感的感抗很小，而输出阻抗又主要取决于电感的阻抗。但随着频率的逐渐升高，电感的阻抗增大，输出阻抗也随之增大。在LC输出滤波器的谐振频率处，输出阻抗呈现出一个尖峰。之后，在更高的频率处，输出阻抗主要取决于滤波电容的阻抗，它随着频率的增大而减小。在CPM控制的变换器中，低频段的输出阻抗很高，它等于负载电阻与输出电容的并联。由于CPM控制将一极点移到了开关频率附近，使系统变为一阶系统，即在低频段，电感不会影响系统的特性，包括输出阻抗。随着频率的升高，输出阻抗主要取决于滤波电容，其随频率的增大而不断减小。在高频处，占空比控制的变换器与CPM控制的变换器的输出阻抗有着相同的渐近线。

图4-77 两种控制模式的Buck变换器音频衰减率的仿真电路

a）原功率级 b）新功率级

图4-78 两种控制模式的Buck变换器音频衰减率仿真特性

图4-79 两种控制方式Buck变换器输出阻抗仿真电路

a）原功率级 b）新功率级

图4-80 两种控制方式Buck变换器输出阻抗特性