三相逆变器的SPWM技术是以单相逆变器SPWM技术为基础的，但又有自身的特点。另外，由于三相电压型逆变器与电流型逆变器在电路拓扑和工作方式上的不同，导致其SPWM技术也有很大不同。下面将进行介绍。

1.三相电压型逆变器的SPWM

1）常规三相电压型逆变器的SPWM

对于如图5-11所示的常规三相电压型逆变器而言，只能采用双极性SPWM技术。为了使三相严格对称，三相PWM逆变器通常公用一个三角载波，且载波比取为3的整数倍；同时为了消除偶次谐波，载波比应该为奇数。三相电压型SPWM逆变器的基本工作原理和各电量波形如图5-12所示。

图5-11 三相电压型逆变器的电路拓扑图

图5-12 三相电压型SPWM逆变器的基本工作原理和各电量波形

载波信号为对称的三角波u_c，如图5-12a所示，重复频率为f_c；调制信号为三相正弦波u_ma、u_mb和u_mc，相位上依次相差120°。根据三角波和调制波的交点决定各相控制极信号时序如图5-12b。以a相为例，当u_ma>u_c时，给上桥臂VI₁以开通信号，给下桥臂VI₄以关断信号，则A相相对于直流电源中点N的输出相电压u_aN=U_dc/2；当u_ma<u_c时，给上桥臂VI₁以关断信号，给下桥臂VI₄以开通信号，则u_aN=-U_dc/2。上下桥臂控制信号在相位上始终是互补的。当给VI₁（VI₄）加开通信号时，可能是VI₁（VI₄）导通，也可能是二极管VD₁（VD₄）导通，这要由负载电流的方向来决定。b相和c相的情况与a相相同。可以看出u_aN、u_bN和u_cN是典型的双极性PWM波，其幅值为U_dc/2。图5-12c中虚线u_aN1是u_aN的基波分量，其幅值为U_aN1m。参考式（5-2）和式（5-4），可知三相电压型PWM逆变器的调制比m为

于是有：

因为m的最大值为1，因此输出相电压的基波最大幅值为U_dc/2，输出线电压的基波最大幅值为。

常规三相电压型SPWM逆变器输出相电压的谐波特性与单相双极性SPWM输出电压完全相同。线电压的频谱与相电压相比，最显著的区别是3以及3的整数倍次谐波自然消除。由于载波比N取为3的整数倍，则各载波谐波均为3的整数倍次谐波，因此在线电压中不含载波谐波成分，谐波含量也就大大减小。

2）分立式三相电压型逆变器的SPWM

在常规三相电压型逆变器中，只能采用双极性SPWM；而在如第4章中图4-7所示的分立式三相电压型逆变器中，3种单相SPWM就都可以应用。

表5-3 相同输出电压脉动频率和幅度调制比下，分立式三相电压型逆变器输出电线压的THD（只分析到60次谐波）

由于3的整数倍次谐波自然消除，这时各种SPWM方法的THD值都会有所减少；而对于含有载波谐波成分的双极性SPWM而言，载波谐波也自然消除，因此其THD值减少的幅度会更大。表5-3给出了在相同输出电压脉动频率（以1200Hz为例）和相同幅度调制比（以m=1为例）的情况下，各种SPWM方法下分立式三相电压型逆变器输出线电压的THD。对比表5-2，可以看出，由于3次谐波的自然消除，各种SPWM下输出线电压的THD都有所降低，其中双极性SPWM的降幅最大，倍频式SPWM和单极性SPWM的THD较小。综合考虑开关损耗、输出电压脉动频率和THD等因素，对于分立式三相电压型变流器以及以其为基础构成的三相级联型多电平变流器而言，倍频式SP_- WM和单极性SPWM是较好的开关调制策略。

2.三相电流型逆变器的SPWM

三相电流型逆变器电路拓扑结构如图5-13所示。对于三相电流型逆变器，上、下桥臂在任意时刻都必须有而且仅有一个开关管导通。因此在三相桥臂对中总有一相的上下管都不开通，记为s_j=0（j=a、b、c）；另外也有可能上下桥臂同时导通，也记为s_j=0，因为这两种情况下，输出相电流均为0。上组桥臂导通记为s_j=1；下组桥臂导通记为s_j=-1。本书将三相电流型逆变器的这种开关函数称为三逻辑信号。而常规三相电压型逆变器的每相桥臂的开关函数X_j（j=a、b、c）只有+1、-1两种状态，本书称为二逻辑信号。二逻辑信号通过下面变换可以构造出满足电流型变流器要求的三逻辑信号。

图5-13 三相电流型逆变器电路拓扑图(www.daowen.com)

式中

图5-14 自然采样三逻辑SPWM调制方法

在常规三相电压型SPWM逆变器中，3个互差120°的调制波与相同的三角载波相交产生三相二逻辑开关函数，通过式（5-8）转变为三逻辑开关函数可以满足电流型PWM变流器的要求，如图5-14所示。

比较图5-14和图5-12，可见三逻辑SPWM信号的形状与常规三相电压型SPWM逆变器线电压完全相同。与二逻辑SPWM信号相比，三逻辑SPWM的开关谐波有所减少，主要是因为消除了载波谐波和3倍频谐波。

在三相电流型SPWM桥式变流器中，若三相调制波信号为s_ma、s_mb、s_mc，直流侧电流为I_dc，三角载波幅值为U_cm，由式（5-8）、式（5-9）可得变流器交流侧电流的基波分量i_a1、i_b1和i_c1为

经过二逻辑SPWM信号到三逻辑SPWM的变换后，变流器交流侧电流的基波分量在相位上滞后于调制波信号，即交流侧电流的基波与调制信号不是线性关系，失去了二逻辑信号的传输线性。这种由于调制本身带来的非线性常常给反馈控制的引入带来困难。为此需采用解耦预处理的方法，控制框图如图5-15所示。

图5-15 三相电流型逆变器三逻辑SPWM控制框图

从三相调制波信号（s_m1，s_m2，s_m3）到（s_ma，s_mb，s_mc）的解耦预处理变换矩阵为

式中[D]为解耦预处理变换矩阵。

解耦预处理变换矩阵是矩阵[C]的转置的1/3。将式（5-11）代入式（5-10）可得

在三相系统中，三相调制波之和为零，则有：

将式（5-14）代入式（5-13），得到三相电流型变流器的解耦表达式。

经过上述解耦预处理，电流型SPWM变流器可以看成3个独立的线性放大器。值得注意的是在SPWM调制中，（s_ma，s_mb，s_mc）的幅值不大于1，否则，将进入过调制区。这一范围对应的（s_m1，s_m2，s_m3）的幅值为3。所以，三相电流型SPWM桥式变流器的最大交流增益为。