在第Ⅰ象限，输出电压u_o和输出电流i_o为正，能量从输入直流电源向交流负载传递。在负载电流续流期间，变压器漏感与箝位电容谐振，使变压器中的电流谐振到零之后，一次侧电路和桥Ⅰ中的功率开关进行换向，实现了零电流开关。

推挽正激准单级双向高频链逆变器工作于第Ⅰ象限时的控制逻辑和主要电量波形如图3-12所示。由图可见，一次侧开关和桥Ⅰ开关的控制信号是与三角载波同步的时钟信号经过二分频后，再加入适当的死区时间Δt₁得到的。输出逆变桥的开关控制信号需要调制波U_r与三角载波U_cr调制产生的PWM信号经过逻辑变换获得。箝位开关的控制信号直接由PWM信号经过适当的开通延时Δt₃而获得。在第Ⅰ象限，准单级高频链逆变器在每半个高频开关周期可以分为八个时间段来描述，对应着八种工作模式，各种工作模式所对应的等效电路如图3-13所示。

工作模式1[t₀，t₁]：假设一个高频开关周期在三角载波的峰值处开始，并且一次侧开关和桥Ⅰ开关在此处进行换相，其开关频率是载波频率的一半。在t₀时刻，VM_p1和VI₁、VI₄开通。t₀时刻前，输入直流电源通过变压器两个一次绕组给电容C补充能量而形成环流电流，而一次侧开关电流已经复位到零，因此VM_p1和VI₁、VI₄是零电流开通。

在此期间，逆变桥Ⅱ开关VI₅、VI₇处于关断状态，VI₆、VI₈处于开通状态，负载电流通过开关VI₈和VI₆的反并联二极管续流。到t₁-Δt₂时刻，关断开关VI₆，此时，由于负载电流通过VI₆的反并联二极管，因此，开关VI₆是在零电压条件下关断的，并且VI₆的关断并没有改变电路的工作状态。这段时间工作的等效电路如图3-13a所示。

图3-12 第Ⅰ象限工作的控制逻辑和主要电量波形

工作模式2[t₁，t₂]：在t₁时刻，桥Ⅱ的功率开关VI₅开通，负载电流使直流链p、n之间的等效电容放电（图中未画出）。由于等效电容很小，所储存的能量很少，直流链电压U_pn迅速衰减到零，因此，VI₅可以认为是准零电压开通。同时，输入直流电压U_d耦合到变压器二次绕组的电压全部加在变压器漏感L_k上，一次侧电流i_p1开始增加。在此期间，由于一次侧电流小于负载电流，因此，一部分负载电流由一次侧电流i_p1提供，另一部分仍然通过开关VI₈和VI₆的反并联二极管续流，U_pn保持为零。其等效电路如图3-13b所示。

由于漏感L_k的存在，开关VI₅上的电流i_VI5和一次侧开关电流i_p1只能逐渐增加，其变化规律为

式中 n——变压器电压比。

因此，开关S₅尽管不是严格意义上的零电压开通，但是，其开通损耗非常小，称为准零电压开通。

工作模式3[t₂，t₃]：到t₂时刻，一次电流i_p1上升到负载电流，桥Ⅱ中开关VI₆的

反并联二极管关断，负载电流完全由输入直流电源提供。之后变压器漏感L_k与直流链上的寄生电容谐振，使直流链电压U_pn迅速增加，一次电流继续增加，当U_pn增加到箝位电容电压U_c时，箝位开关VI_c的反并联二极管导通，给箝位电容C_c充电，将谐振能量存储到箝位电容中。这个过程的等效电路如图3-13c所示。

图3-13 逆变器在第Ⅰ象限半个高频周期的等效电路

a）工作模式1 b）工作模式2 c）工作模式3 d）工作模式4 e）工作模式5 f）工作模式6 g）工作模式7 h）工作模式8

工作模式4[t₃，t₄]：t₃时刻，开通箝位开关VI_c，由于VI_c的反并联二极管已经处于导通状态，因此，VI_c是零电压开通。开通延时时间Δt₃是为了实现VI_c的零电压开通所必需的。此后，变压器漏感L_k与箝位电容C_c继续谐振，电容电流i_c逐渐减小并反向，将前面储存在电容中的能量释放给负载。在此期间，由于输出滤波电感的作用，负载电流i_o缓慢增加。其等效电路如图3-13d所示。

工作模式5[t₄，t₅]：在t₄时刻，桥Ⅱ开关VI₈和箝位开关VI_c同时关断，这时负载电流i_o通过开关VI₅和开关VI₇的反并联二极管续流，切断了输出桥Ⅱ与前级的电流回路。由于变压器漏感的存在，原边电流i_p1不能突变，只能通过箝位开关VI_c的反并联二极管给电容C_c充电，使电容电流i_c立刻反向。如果使箝位开关延时关断，还可以实现VI_c的零电压关断。这时，变压器漏感L_k与电容C_c谐振，并将漏感储存的能量转移到电容C_c中，电容电压U_c增加，一次电流迅速下降。这个时间段对应的等效电路如图3-13e所示。

工作模式6[t₅，t₆]：t₅时刻，桥Ⅱ中的开关VI₇开通。由于负载电流i_o通过VI₇的反并联二极管续流，因此，VI₇是零电压开通。并且，VI₇的开通并没有影响电路的工作状态。一次电流继续下降，到t₆时刻下降到零。其等效电路如图3-13f所示。

工作模式7[t₆，t₇]：t₆时刻，一次电流i_p1谐振到零。此后，由于箝位开关VI_c以及其反并联二极管的阻断作用，使谐振电流不能反向，因此，一次电流i_p1保持为零，为变压器一次功率开关的零电流换相创造了条件。在此期间，输入直流电源通过变压器两个一次绕组给电容C补充能量，形成环流。负载电流i_o通过VI₅和VI₇的反并联二极管继续续流。其等效电路如图3-13g所示。

工作模式8[t₇，t₈]：到t₇时刻，变压器一次侧开关和桥Ⅰ开关开始换相，VM_p1和VI₁、VI₄在零电流条件下关断。t₈时刻，VM_p2和VI₂、VI₃在零电流条件下开通，完成了一次侧开关和桥Ⅰ开关的零电流转换，并进入下半个高频开关周期。其等效电路如图3-13h所示。下半个高频开关周期的工作过程与上述情况类似，不再赘述。

在第Ⅱ象限，输出电压u_o是正的，而输出电流i_o是负的，实际上是将负载的无功能量回馈给输入直流电源。此时，该逆变器相当于工作在整流状态。其控制逻辑和主要电量波形如图3-14所示。与图3-12对比可见，逆变器工作于第Ⅱ象限的控制逻辑和工作于第Ⅰ象限时的控制逻辑完全一样。

逆变器工作于第Ⅱ象限时，在半个高频开关周期仍然可以分为八种工作模式，各种工作模式所对应的等效电路如图3-15所示。

工作模式1[t₀，t₁]：仍然假设一个高频开关周期在三角载波的峰值处开始，并且二次侧电路和桥Ⅰ在此处进行换相。在时刻t₀，VM_p1和VI₁、VI₄开通，t₀时刻前，输入直流电源通过变压器一次绕组给电容C补充能量，形成环流。而一次侧开关电流已经复位到零，因此，VM_p1和VI₁、VI₄是零电流开通。此时，负载电流为负，并通过桥Ⅱ开关VI₆和VI₈的反并联二极管续流。该时间段的等效电路如图3-15a所示。

工作模式2[t₁，t₂]：在t₁时刻，桥Ⅱ的功率开关VI₆关断，中断了负载电流i_o的续流回路，负载电流只能通过开关VI₅的反并联二极管给直流链上的寄生电容充电，直流链上的电压U_pn迅速增加。一次电流仍然处于环流状态。其等效电路如图3-15b所示。(www.daowen.com)

图3-14 第Ⅱ象限工作的控制逻辑和主要电量波形

工作模式3[t₂，t₃]：到t₂时刻，直流链上的电压U_pn增加到箝位电容电压U_c，箝位开关VI_c的反并联二极管开通，直流链电压U_pn被箝位在U_c。变压器一次电流i_p1在U_c的作用下开始下降并反向增加，将负载无功能量回馈给直流输入电源。其等效电路如图3-15c所示。忽略环流时一次电流i_p1的变化如下：

工作模式4[t₃，t₄]：在t₃时刻，开通箝位开关VI_c，由于VI_c的反并联二极管已经处于导通状态，因此，VI_c是零电压开通。箝位电容C_c的电流i_c减小并反向。在此期间，原边电流i_p1仍然按式（3-2）的规律继续增加。其等效电路如图3-15d所示。

工作模式5[t₄，t₅]：在t₄时刻，箝位开关VI_c和桥Ⅱ中的开关VI₈关断，由于负载电流通过VI₈的反并联二极管流通，因此，VI₈的关断并没有改变负载电流的流通路径，而且是零电压关断。此时，变压器一次电流折算到二次侧的电流I_pm/n大于负载电流i_o（I_pm是一次电流瞬时峰值），其差值I_pm/n-i_o给直流链寄生电容放电，使U_pn迅速下降到零。U_pn下降到零之后，一次电流i_p1在输入电压U_d的作用下开始复位。对应的等效电路如图3-15e所示。一次电流按式（3-3）规律下降。

工作模式6[t₅，t₆]：到t₅时刻，桥Ⅱ中的开关VI₇在零电压条件下开通。输出滤

波电容C_o的电压u_o全部施加在输出滤波电感L_o（此时相当于Boost电感）上，负载电流i_o增加。一次电流继续按式（3-3）的规律下降。等效电路如图3-15f所示。

图3-15 逆变器在第Ⅱ象限半个高频周期的等效电路

a）工作模式1 b）工作模式2 c）工作模式3 d）工作模式4 e）工作模式5 f）工作模式6 g）工作模式7 h）工作模式8

工作模式7[t₆，t₇]：到t₆时刻，一次侧开关电流复位到零，为一次侧电路和桥Ⅰ中的开关创造了零电流换相条件。由于直流链电压U_pn为零，变压器漏感会与直流链上的寄生电容谐振，使U_pn达到U_c后，一次侧开关电流保持为零。直流输入电源与变压器一次绕组和电容C构成环流回路，给电容C补充能量，负载电流i_o继续按模式6所述的回路增加。等效电路如图3-15g所示。

工作模式8[t₇，t₈]：在t₇时刻，变压器一次侧开关和桥Ⅰ开关开始换相，VM_p1和VI₁、VI₄在零电流条件下关断。t₈时刻，VM_p2和VI₂、VI₃在零电流条件下开通，实现了一次侧开关和桥Ⅰ开关的零电流转换，并进入下半个高频开关周期。其等效电路如图3-15h所示。

由以上分析可见，在采用对称组合式单极性PWM调制方式下，采用同样的控制逻辑就能够实现逆变器在Ⅰ、Ⅱ象限的工作和两象限之间的平滑过渡。只有当输出电压极性变化时，才需要根据电压极性信号改变输出逆变桥的对角开关的控制逻辑。因此该调制方式使逆变器能够根据负载功率因数而自动实现工作象限的转换，对负载功率因数的变化具有自适应性，简化了逻辑综合电路的设计与实现，提高了逆变器工作的可靠性。

图3-16给出了负载阻抗角为64.8°电角度的阻感性负载时的输出电压u_o和输出电流i_o实验波形。此时，输出电压u_o的THD为2.83%。该逆变器可以回馈电抗性负载的无功能量，实现了四象限运行。

图3-17所示为逆变器直流链电压U_pn和输出电压u_o实验波形。由于功率开关和变压器等效电阻的存在，直流链电压随着输出交流电流而产生100Hz的低频脉动，这是该类逆变器固有的特点。该低频脉动会加大输出电压的波形畸变，给闭环控制器的设计带来了困难，采用闭环控制可以改善输出电压波形质量。由图可见，有源箝位电路可以有效地抑制直流链电压的过冲。

图3-16 阻感负载下u_o和流i_o波形

图3-17 直流链电压U_pn和输出电压u_o实验波形

逆变器在额定输入电压情况下的效率曲线如图3-18所示，在额定负载变化范围内效率达到85%以上。

实验结果表明推挽正激准单级高频链逆变器具有四象限工作能力，功率器件能够实现软开关，在阻性满载时的效率达到85.8%，THD为2.04%，且具有较好的稳态和动态性能。