单级高频链逆变电路的前级应用DC/AC将直流电变换为SPWM高频交流电，后级应用高频整流桥整流后再经LC滤波器滤波，获得单极性正弦半波；最后经过工频逆变桥做极性翻转后，直接在负载端获得正弦波形。如图3-3所示，前级逆变桥负责SPWM高频逆变，负担重；后级逆变桥工作在工频方波ZVS逆变状态，无输出滤波器，逆变负担轻，逆变桥功率开关频率和电压应力低。该电路拓扑的另一个显著特点是前级可以任意设计为电压型或电流型逆变，而无中间直流储能环节对其进行约束。但同样因为无直流环节的解耦，前、后级在调制上必须有时序和逻辑上的协调，才能正常工作。

图3-3 前级SPWM高频链单级变换逆变器

电压型单级高频链逆变电路的后级还可将整流桥和逆变桥合并为周波变换器（Cyclo Converter），进行高频交流到低频交流的变换，中间没有直流储能环节。20世纪80年代中期提出的双向电压型高频链逆变器拓扑主要可归纳为图3-4和图3-5两种形式。

图3-4 双向高频链逆变器1

图3-5 双向高频链逆变器2

图3-4所示的拓扑中的后级使用了8个功率器件，为了减少开关器件日本学者提出了带中心抽头并以相角差控制的拓扑如图3-5所示。周波变换器采用全波形式的结构。对于这种结构的逆变器，输出波形控制可以由一次侧的逆变电路来完成，也可以由二次侧的周波变换器完成。还可以通过前后级的相移来控制，使输出电压为双极性SPWM波形。这种控制方式会带来电路损耗高、输出电压纹波大、电压调整范围小等缺点。

基于周波变换型高频链逆变器拓扑中功率器件以硬开关工作，而且二次侧周波变换器以高频强行中断功率流，其缺点可归纳为：①全桥拓扑所用功率器件数量多；②二次侧周波变换器以高频强行中断功率流导致电压过冲；③硬开关带来的开关损耗大，电磁干扰严重；④要求采用双向开关。(www.daowen.com)

针对上述不足，20世纪90年代中末期许多学者提出采用有源箝位（见图3-6）和利用串联谐振（见图3-7）来抑制电压过冲。图3-8所示拓扑是在图3-5、图3-7基础上加入桥式有源箝位，可实现软开关，但比较复杂。

图3-6 有源箝位双向电压型高频链逆变器

图3-7 串联谐振双向电压型高频链逆变器

图3-8 中心抽头形式双向电压高频型逆变器

考虑到单级电压型高频链逆变器中双向开关器件通常工作于硬开关状态，容易引起较大的关断过电压，其推广应用受到了限制。1998年美国弗吉尼亚电力电子中心提出无直流储能环节的准单级高频链逆变器，准单级变换中，一是利用有源箝位替代了直流储能环节，并且配合适当的PWM控制可实现功率器件的软开关，有效抑制电压过冲；二是将不可控整流变为可控整流实现了能量双向流动；三是结构上变为标准单相功率桥形式，有利于模块化。相对而言这是一种比较优秀的拓扑，其不足是功率器件较多，下面将进行详细介绍。