所谓相移式方波逆变电路是指通过控制脉冲相位的调节实现输出电压调节的方波逆变电路，其电路结构（只适用于全桥）完全与图2-1b相同。但其控制脉冲相位则如图2-4a所示。由图可见，u_g1和u_g4、u_g2和u_g3相位关系仍然为互补，但u_g1与u_g3（u_g2与u_g4）却不同相，u_g3与u_g2分别超前于u_g1与u_g4^一个电角度β，该角度在0～π范围内连续可调。根据上述控制脉冲的相位关系，可将主电路中由VI₁和VI₄组成的桥臂称为基准臂，而把由VI₂和VI₃组成的桥臂称为移相臂，其调压原理是依靠改变移相臂对基准臂的相位角β来改变输出电压波形的，从而改变输出电压基波有效值，实现桥内移相调压的目的。

图2-4 相移式方波逆变电路的工作波形

根据功率器件为理想器件的假定，不考虑开关器件的暂态过程，电路在内部移相控制条件下，具有以下3种工作模式：

（1）第1模式：在图2-4c的0<ωt<θ₁区间，u_g1>0，u_g3>0，u_g2=u_g4=0，u_o>0，但i_o<0，故应有VD₁和VD₃导通，其他器件关断，逆变输入功率的瞬时值p_d<0（i_β<0），表示负载通过逆变电路向电源反馈能量。

（2）第2模式：在图2-4c的θ₁<ωt<θ₂区间，控制脉冲的状态同上，但i_o>0，当ωt=θ₁时，有i_o=i_VD1=i_VD3=0，VD₁和VD₃自然关断，对VI₁和VI₃的反向箝位解除，VI₁和VI₃相应导通，由于i_β>0，p_d>0，表示电源向负载输送能量。

（3）第3模式：在图2-4c的θ₂<ωt<θ₃区间，当ωt=θ₂时，u_{g 2}>0，u_{g 3}=0，VI₃关断，为了维持i_o连续，VD₂正偏导通，VI₂暂时处于反向阻断状态，于是电路中有VI₁、VD₂导通，负载沿VI₁、VD₂短路，u_o>0，i_β=0，L_o中的储能释放出来维持i_o连续，输出功率瞬时值p_o=0，直流输入功率p_d=0，逆变电路与直流电源脱离，沿逆变桥流过内部环流，这种情况一直持续到ωt=θ₃=π，u_g1=0、u_g4>0时为止。

综上所述可得

（1）在半个周期中，电路一共经历了3种工作模式，而输出电压有3种电平变换，即

（2）改变移相角β即可改变电路处于第3模式的持续时间，从而改变输出电压脉宽τ：

τ=π-β（2-21）

在直流电压U_d为恒值时，由于τ的改变将使输出电压的波形和数值均发生改变。

图2-5 输出电压谐波含量

按图2-5所选坐标原点，将u_o用傅立叶级数展开，得

式中 n——正奇数；

将式（2-24）代入式（2-23）有(www.daowen.com)

式中

基波电压幅值

基波电压有效值

当脉宽τ=π时，有

式（2-29）与式（2-6）相同。由式（2-26）知，改变脉宽τ即可改变包括基波在内的各次谐波幅值。图2-5所示为各次谐波幅值与τ的关系曲线，图中：

根据各次谐波分布，可计算输出电压总谐波畸变率（THD）随τ变化的关系曲线。

该电路的主要特点有：

（1）电路兼具变频调压功能。利用控制脉冲相位变化，在不改动主电路结构的条件下实现输出电压调节。由图2-4b可见，实际上是改变输出电压的脉宽τ，因此有些文献称之为单脉宽调制式逆变电路。

（2）功率开关器件的环境有所改善。由图2-4c可见，二极管具有零电流关断环境；相应的可控器件具有零电流开通的环境。由于是在零电流条件下开关，上述器件的开关损耗将比方波逆变电路的低，这是移相式电路的优点，现在已可以利用这一固有特点来构成软开关电路，并称之为控制型软开关电路。

（3）谐波含量仍然过高。由图2-5可见，电路THD的最低值也超过20%。必须指出，逆变电路高THD固然是不理想的，但是如果这种高THD是由低次谐波构成的那就更不希望了。因为对于相同THD值，它比高次谐波更难于运用滤波手段，显然上述两种逆变电路，其输出电压都包含了丰富的低次谐波。

（4）电路内部环流大。由图2-4b和图2-4c可见，在θ₂<ωt<θ₃和θ₅<ωt<θ₆两个区间，均有u_o=0，i_β=0，相应直流输入瞬时功率p_d=0，交流输出瞬时功率p_o=0，但电路仍然有环流流过，这一电流并不输出功率，只会产生器件的导通损耗，如果逆变重复频率较高，便会影响电路效率。