1.设计要求

本案例要设计一款适合室内白光LED照明的小功率AC/DC恒压/恒流复合型驱动电源，输入电压为宽范围交流电，光源采用6颗大功率1W（3.4V/350mA）白光LED串联组成。该驱动电源的主要设计参数为，输入电压范围为85～264V（交流50Hz），输出额定电压21V（最大24V），输出额定电流为350mA，电源效率为80%，功率因数l＞0.75，恒压/恒流复合输出方式，需隔离^[6]。

2.方案设计

本案例输出功率较小，且需要输入输出隔离，因此主拓扑选用反激式变换电路并采用断续导通模式（DCM）。传统的二次侧输出采样反馈常用隔离光耦与可调精密电压基准源TL431组成，在电源体积有严格限制的场合，二次侧隔离反馈部分很难排布，因此本设计采用一次侧反馈技术，省略了隔离光耦与相关二次侧调整电路，节约成本、减小体积并简化设计。恒压/恒流复合控制采用双闭环，内环为一次侧峰值电流控制，外环为输出电压控制。控制芯片采用美国iWatt公司的iW3620芯片，它适用于峰值电流控制模式及一次侧反馈，芯片还内置软启动功能，具有过电压、短路等保护，其芯片工作原理见6.7.2节。

图8-9 基于反激变换一次侧反馈的AC/DC驱动电源原理图

根据2.4.2节AC/DC LED驱动电源的模块化通用框架，结合上述设计要求及主拓扑、控制芯片选择结果，可以设计出本LED驱动电源的基本方案，进一步将各功能模块用相应的电路模块代替，即可得到该驱动电源的原理图，如图8-9所示。图中，BDR为整流桥模块；C₁、C₂、VD₄、VD₅、VD₆组成无源PFC电路；L₃、C_BB组成滤波电路；C₃、R₄、R₅和VD₁构成一次侧RCD钳位保护电路，吸收漏感尖峰电压保护开关管；高频变压器T₁和开关管MOSFET Q₁组成反激式变换主电路；VD₃为输出整流二极管，C₈为输出滤波电容，R₁₅为输出负载电阻；U₁为控制芯片iW3620；R₉与R₁₀为一次侧电流采样电阻，一次侧电压采样通过变压器辅助绕组得到，R₁₃与R₁₄为电压采样电阻，VD₂为辅助边整流二极管。为了补偿系统的幅频特性和相频特性、满足稳定裕量要求，还采用电阻R₈和电容C₄组成电流反馈校正电路，用电容C₅进行电压反馈校正。

该电路在控制芯片iW3620的管理下，可以实现恒压/恒流输出复合控制。当轻载或输出电流较小时，系统采用输出恒压控制，输出电压经过辅助边采样反馈回V_SENSE引脚，与内设基准值比较后采用PFM模式控制MOSFET，实现恒压输出；当重载或输出电流较大时，系统采用输出恒流控制，输出电流经过一次侧间接采样反馈回I_SENSE引脚，与内设基准值比较后采用PWM模式或临界断续导通模式控制MOSFET，实现恒流输出。iW3620芯片还通过准谐振运行模式进一步降低开关损耗，当负载电流大于50%额定电流时，芯片启动谷底开关模式，始终保证MOSFET在漏源极电压U_DS为谐振最低点时开通，实现了软开关模式。

3.参数设计

（1）工作参数计算

根据设计要求，输入交流电压最小值U_ACMIN=85V，最大值U_ACMAX=264V，额定值U_AC=220V，交流频率f_AC=50Hz，输出功率P_O=7.35W，效率η=80%，因此根据式（8-4）、式（8-5）可得最小直流输入电压U_MIN=80V（取输入滤波电容16μF），最大直流输入电压U_MAX=373V。

设U_ONOM为额定输出电压，U_DF为输出整流二极管的正向压降，则二次绕组最大输出电压U_S的计算公式为

U_S=110%U_ONOM+U_DF （8-16）

由U_ONOM=21V，设U_DF=0.5V，则U_S=23.6V。

根据前面公式（8-8）可得，一次侧输入有效电流I_RMS=0.144A。

（2）启动电路输入电阻

直流母线高压经过输入电阻R_VIN=R₂+R₃的降压后与芯片V_IN引脚相连，为芯片第一次启动时提供触发电压。芯片内部阻抗Z_in为5kΩ，默认的降压系数为0.0043，则输入电阻：R_VIN=Z_IN/0.0043-Z_IN=1.158MΩ，取电阻R₂=R₃=560kΩ，即R_VIN=1.12MΩ，适当降低R_VIN的值可以减少芯片启动时间^[7]。

（3）伏秒积

本电路工作于PWM、PFM等多种调制模式，因此无法直接采用8.3.1节中固定频率的PWM调制模式下的变压器设计方法，此时需基于伏秒积进行设计。设变压器输入电压为U_IN，导通时间为T_ON，则最大伏秒积（U_IT_ON）_MAX是变压器磁心达到饱和之前能承受的最大电压脉冲宽度，超过这个值，变压器磁心就会饱和，从而导致一次电流很大、二次侧输出很小甚至接近零。因此需要将变压器正常工作的伏秒积限制在一定的范围之内。R_VIN值会影响芯片允许的伏秒积（U_INT_ON）的上下限值^[7]，即

根据式（8-17）与式（8-18），当R_VIN=1.12MΩ时，（U_INT_ON）_{lim it max}=697V·μs，（U_INT_ON）_limitmin=131V·μs。

反激式变压器一次侧和二次侧最大匝数比N_MAX，主要由PFM调制模式下变压器的最小伏秒积（U_INT_ON）PFM和变压器最小去磁时间T_{RESET min}决定^[7]，即

设T_{RESET min}=1.5μs，取（U_INT_ON）PFM=（U_INT_ON）l_imitmin=131V·μs，US=23.6V，则可得N_MAX=3.7，综合考虑后选择N=3.0。

对于工作于谷底开关模式的反激式变换器而言，最小输入电压并带额定负载是其最恶劣情况，变压器工作的最大伏秒积（U_INT_ON）MAX就是在这种情况下设计的，此时iW3620的最小工作周期要求满足T_Smin＞11.1μs（假设谐振周期为2μs）^[7]，考虑一定余量，取T_Smin=11.76μs，即最大工作频率f_Smax=85kHz。于是，变压器正常工作的最大伏秒积为

将各量取值代入式（8-20），可得（U_INT_ON）MAX=442V·μs。该值相比芯片允许的伏秒积上限（U_INT_ON）_limitmax=697V·μs有合理的余量，以保证变压器不会饱和。

（4）变压器设计

1）一次侧电感和一次电流。变压器所需最大一次侧电感L_PMAX由变压器需要输出的功率决定，即

式中，P_MOUT变压器输出功率，P_MOUT=U_SI_O=23.6×0.35W=8.26W；η_X为变压器的效率，设为87%，则L_PMAX=0.875mH。

变压器所需最小一次侧电感L_PMIN与最大一次侧峰值电流I_PMAX有关。I_PMAX由iW3620芯片引脚I_SENSE检测，对应的内部基准电压U_Iref=1.0V，后面计算得到的电流采样电阻R_ISNS=1.85Ω，则最大一次侧峰值电流I_PMAX=1/1.85A=0.54A。

则由式（8-22）可得L_PMIN=0.765mH：

考虑一定安全裕量，取一次侧电感L_P=0.8mH。

则二次侧峰值电流

可计算得I_SP=442×3×0.87/0.8mA=1.44A。(www.daowen.com)

2）各绕组计算。根据工作参数选用EE-16铁氧体磁心，磁心窗口面积A_w=41.5mm²，截面积A_e=19.6mm²，饱和磁通密度B_S=0.3T。

为了防止变压器饱和失效，工作时应不超过其最大磁通密度B_S。因此变压器一次侧匝数应该满足的条件为

故N_P≥442/（0.3×19.6）匝≈75.2匝，一次绕组取整数N_P=78匝。

反激式变压器一次绕组和二次绕组匝数比N=3，故二次绕组匝数N_S=N_P/N=26匝。

给iW3620芯片V_CC引脚供电的变压器辅助边额定电压为12V，最大不得超过16V，于是辅助边绕组匝数N_AUX为

取辅助边整流二极管压降U_DF为0.5V，则N_AUX=26×（12+0.5）/23.6匝≈13.77匝，取整数14匝。

（5）钳位电路

本电路的RCD钳位电路中，根据前述工作参数，选择C₃为1nF/1kV瓷片电容，R₄=10kΩ，二极管VD₁选用快恢复二极管FR107（1A/700V）。电阻R₅可以进一步降低温升、抑制高频振铃和提高抗电磁干扰能力，阻值取100Ω。

（6）整流滤波电路

根据输入工作参数，可得输入整流桥BDR的耐压值需大于466V，正向电流需大于2I_RMS=0.288A，故选择MB8S整流桥（1A/800V）；输入电容C_BB=16μF。

设输出电压纹波为100mV，则输出电容C₈选择47μF/35V铝电解电容；输出整流二极管VD₃选择HER204（2A/300V）。

辅助绕组整流二极管VD₂选择快速开关二极管1N4148（1A/100V）。

（7）负载电阻

为了避免在负载开路或空载时出现异常，需要在输出端接一个负载电阻R₁₅。一般按照消耗额定输出功率的5%来设计负载电阻，即

（8）功率开关管的选择

功率开关管源漏极承受的最大电压应力和最大电流应力分别为

取预留安全裕量ΔU=70V，则U_DSMAX=（373+3×23.6+70）V=513.8V；一次侧峰值电流I_P=1.44/3A=0.48A。因此选择Fairchild公司的2N60功率开关管（1A/600V）。

（9）输出电压设定、采样、反馈的设计

二次侧输出电压U_O经过辅助边变换后经采样电阻R₁₃、R₁₄分压得到反馈电压U_SNS，因此R₁₃、R₁₄与驱动电路输出电压U_O的关系为

通过R₁₃、R₁₄的阻值设计可以将输出恒压值设定为额定电压21V，此时反馈电压U_SNS应等于芯片内部的基准电压U_Vref=1.538V，取U_DF=0.5V，则可计算得R₁₄/（R₁₃+R₁₄）=1.538×26/（14×21.5）=0.13。取R₁₃=20kΩ，则R₁₄=3kΩ。

为了补偿系统的幅频特性和相频特性，在电压采样电路中还增加了电容C₅=4.7μF，与R₁₃和R₁₄一起组成电压反馈校正网络。

（10）输出电流设定、采样、反馈的设计

一次侧输出电流采样电阻R_ISNS与驱动电路输出电流I_O的关系为

式中，T_RESET和T_S分别为变压器去磁时间和开关管的工作周期；I_P为一次侧峰值电流。

当一次侧流过最大I_P时，经采样电阻R_ISNS转成的电压U_ISNS应等于芯片内部的基准电压U_Iref（本芯片为1.0V），因此有

可见，R_ISNS可以通过下式取值以设定输出额定电流：

iW3620取T_RESET/T_S=0.5，代入其他值可得R_ISNS=3×0.87×1×0.5/0.7Ω≈1.86Ω，实际选择R₉=R₁₀=3.7Ω，为了提高电流调节精度，R_ISNS应该选用误差为±1%的高精度电阻。

为了补偿系统的幅频特性和相频特性，在电流采样电路中还增加了电阻R₈和电容C₄组成积分电路，与R₉和R₁₀一起组成电流反馈校正网络，R₈=1.8kΩ，C₄=68pF。