1.设计要求

本案例要求设计一款AC/DC恒压型LED驱动电源，输入电压为市电AC220V（±20%），光源采用9颗1W大功率白光LED，每颗LED额定电流为350mA，U_F典型值为3.4V，3串3并构成LED阵列。因此可以确定该驱动电源的主要设计参数为：输入电压范围为176～264V（交流50Hz），输出额定电压为10.2V，输出额定电流为1.1A，恒压输出方式，需隔离^[2]。

2.方案设计

本案例输出功率较小，且需要输入输出隔离，因此主拓扑选用反激变换电路。

反激变换电路有连续导通模式（CCM）、临界导通模式（CRM）和断续导通模式（DCM），DCM与CCM相比，其响应更快，负载电流或输入电压突变引起的输出电压瞬时尖峰较小，不过峰值电流更大^[3]。因此，断续工作模式反激变换器需要额定电流更大的变压器、功率开关管和二极管等，通常在输出功率较低时采用断续导通模式或者临界导通模式，而输出功率相对较大时（大于70W），常采用连续导通模式。综合考虑，本案例选择DCM。

本方案控制芯片选择PI公司生产的TinySwitch-Ⅲ系列TNY277，该芯片可用于宽范围交流输入，集成度高、外围电路简单，具有良好的设置灵活性及安全可靠性，其工作原理见6.7.3节。

根据2.4.2节AC/DC LED驱动电源的模块化通用框架，结合上述设计要求及主拓扑、控制芯片的选择结果，可以设计本LED驱动电源的方案如图8-6所示，其中，输出整流电路主要在MOSFET截止期间导通使变压器二次侧向负载提供能量，在MOSFET导通期间截止阻止变压器二次侧向负载提供能量；输出滤波电路主要是对整流后的脉动电压进行平滑；由于TNY277芯片没有输出值设定功能，因此，本方案中输出额定电压通过比较反馈环节进行设定。

图8-6 基于反激变换的AC/DC驱动电源方案

图8-7 基于反激变换的AC/DC恒压驱动电源原理图

将图8-6中各功能模块用相应的电路模块代替，即可得到该恒压驱动电源的原理图，如图8-7所示。图中，VD₁为集成桥式整流电路；电容C₁和C₂组成输入滤波模块；变压器T₁、稳压管VS₁、二极管VD₂、芯片内部D与S引脚之间的MOS-FET组成反激变换电路，其中VS₁与VD₂组成一次侧钳位电路；二极管VD₃用于输出整流；电容C₃用于输出滤波、平滑整流后的电压，该电容大小直接影响输出电压的纹波，一般采用电解电容；C₄用于对开关噪声进行滤波；电阻R₃和R₄组成输出电压采样电路，并与可调式精密并联稳压器TL431组成输出设定与比较电路；电阻R₁、R₂、TL431、线性光耦PC817A组成隔离反馈电路；TNY277芯片实现反激变换电路的PSM控制功能，当输出电压超过设定值时，反馈电路为芯片的EN/UV引脚提供有效信号，跳过本次PWM周期从而使输出电压降低，形成闭环控制，实现恒压输出。

3.参数设计

（1）一次侧工作参数计算

为了确定反激变换一次侧各元器件的参数，需要首先计算一次侧的主要工作参数，主要包括最小直流输入电压U_MIN、最大直流输入电压U_MAX、最大占空比D_MAX、最大导通时间T_ONMAX、一次峰值电流I_P和一次有效电流I_RMS。

根据设计要求，输入交流电压最小值U_ACMIN=176V，最大值U_ACMAX=264V，额定值U_AC=220V，交流频率f_AC=50Hz，输出功率P_O=11.22W，设效率η=80%，因此，可根据下面公式计算出最小及最大直流输入电压为

式中，t_C为桥式整流管有电容滤波时的最大导通时间（一般典型值为3ms）；C_IN为输入滤波电容（一般当输入交流电压为85～265V时，输出1W的功率需要2～3μF的输入滤波电容；当输入交流电压为（220±15%）V时，输出1W的功率需要1μF的输入滤波电容^[4]。

因此可得U_MIN=211V，U_MAX=373V。U_MIN也可以根据经验按照U_ACMIN的1.2～1.4倍取值。

由反射电压U_OR和最小直流输入电压U_MIN估算，最大占空比D_MAX和最大导通时间T_ONMAX为

U_OR的经验值为135V，可计算得D_MAX=0.39，小于TNY277芯片内部设定的最大占空比（0.62～0.65），因此，D_MAX的设计值合适；TNY277芯片内部振荡器平均频率设置在132kHz，则其周期T_S=7.58μs，由D_MAX可得T_ONMAX=2.96μs。

根据第3章公式（3-41）可计算出一次峰值电流为

有效电流I_RMS的计算公式为

式（8-8）中，cosφ为驱动电源的功率因数，取0.7，则I_RMS=0.114A。其中I_P小于TNY277芯片设定的MOSFET标准电流限流点（0.45A），因此设计值合适。

（2）输入整流滤波电路

根据上面的一次侧工作参数，即可计算输入整流电路的元器件参数。本设计采用四只二极管组成的整流桥，选择二极管主要考虑的参数包括最大反向工作电压U_RRM和正向额定电流I_DF。整流桥在工作时，总有两只二极管在承受反向电压，故在选取二极管时，必须考虑U_RRM要大于输入电压的最大值，并留有一定余量，一般要求大于最大直流输入电压的1.25倍以上。正向额定电流I_DF一般要取I_RMS的2倍以上^[5]。因此有

U_RRM≥1.25U_MAX=466V

I_F≥2I_RMS=0.228A

因此，VD₁选用整流桥2KBP06（U_RRM=600V、I_DF=2A）。

输出功率为11.22W，按照上面输入滤波电容的选取原则，滤波电容可选11.22μF，因此C₁、C₂均采用10μF/450V电解电容。

（3）变压器设计

高频变压器是反激变换电路中的重要部件，其主要作用是电压变换、功率传输、实现输入和输出之间的隔离，高频变压器性能的优劣，不仅对整个电路效率有较大的影响，而且还决定了整个反激变换电路的体积和重量，对成本影响也很大。因此，高效的高频变压器应具备直流损耗和交流损耗低、漏感小、绕组的分布电容及各绕组间的耦合电容小等条件。高频变压器设计的主要参数包括一次绕组电感量L_P，变压器变压比N，一、二次绕组匝数N_P、N_S及各绕组导线线径等。

1）磁心与骨架的选择。本设计中选用R2KDP锰锌铁氧体材料制成的EE22型铁氧体磁心。R2KDP在25℃时饱和磁通密度B_S=510mT，在100℃时B_S=400mT。EE型磁心价格低廉，磁损耗低，适应性强，因而在反激变换电路中有着广泛的应用。

高频变压器的磁心截面积A_e（cm²）与最大承受功率P_MAX（W）的关系式为

式中，。

根据前述本设计要求，可以得到A_e=0.4cm²。经查磁心参数对照表，选择EE22型磁心，其有效截面积A_e=0.41cm²，磁路长度L=3.96cm，骨架宽度b=8.43mm。

2）一次绕组电感量L_P的计算。一次绕组电感量可由第3章公式（3-46）计算，即(www.daowen.com)

3）确定变压器一、二次绕组匝数。由第3章公式（3-43）可以确定变压器一次绕组匝数N_P为

式中，变压器工作磁通密度ΔB一般取饱和磁通密度值B_S的一半，即0.2T。

驱动电源的输出电压为10.2V，假定二次绕组有0.6V的压降，整流二极管导通压降为0.7V，则二次绕组输出的总电压值U_S=（10.2+0.7+0.6）V=11.5V。一、二次绕组的每匝伏数应相等，则根据第3章公式（3-44），一次绕组每匝伏数为135/76V/匝=1.776V/匝，得二次绕组匝数为11.5/1.776匝=6.47匝≈7匝。

4）计算变压器的气隙大小。反激式变换电路的能量存储在气隙中，磁心只起约束能量的作用。通过增加气隙不仅能够解决磁通复位的问题，而且使变压器输出更高的功率以及减小高频磁心损耗及发热问题。根据第3章反激式变压器的气隙计算公式（3-47），得

气隙加在磁心的磁路中心处，一般要求l_g＞0.051mm，否则需增大磁心尺寸或者增加N_P值。

（4）钳位电路

反激式变换器在开关管关断时，一次侧会产生由二次侧反射的电压U_OR，反射电压的极性和直流输入电压U_IN相同，高频变压器漏感也会产生尖峰电压U_P，因此开关管此时承受的最大电压为U_OR+U_MAX+U_P。TNY277芯片中集成的MOSFET最大承受的电压是700V，故必须保证U_OR+U_MAX+U_P＜700V。因此，必须在漏极增加钳位保护电路来吸收尖峰电压的瞬间能量，保护TNY277芯片不受损坏。

根据第3章介绍的各种钳位保护电路的特点，本设计选择结构简单、损耗低的稳压管钳位电路，图8-7中，VS₁为瞬态电压抑制二极管TVS，采用反向击穿电压为200V的P6KE200，VD₂采用反向耐压为600V的超快恢复二极管MUR1560。

（5）二次侧工作参数计算

为了确定反激变换二次侧各元器件的参数，需要首先计算二次侧的主要工作参数，主要包括二次峰值电流I_SP、二次电流有效值I_SRMS，计算公式为

式中，K_P为一次电流波形因子，断续导通模式可取K_P=1。

代入前面各项参数的计算结果，可得I_SP=0.34×76/7A=3.69A，I_SRMS=1.66A。

（6）输出整流滤波电路

在LED驱动设计中，输出整流管最常见的有肖特基二极管、快恢复二极管或超快恢复二极管。它们的优点是具有良好的开关特性、较短的反向恢复时间及正向电流较大和体积较小等。在选择输出整流管时需要注意以下几点：正向压降要小，以提高效率；反向恢复时间要短；正向恢复电压要小；反向漏电流要小。

反激变换器在功率开关管关断时传递能量，因此整流管的反向耐压值要大于在开关管关断时整流管所承受最大的反向工作电压U_DR。当一次侧输入电压最高时产生U_DR，计算公式为

根据式（8-12），由已知参数可得U_DR=44.6V。考虑一定余量，可计算出输出整流管的最大反向峰值电压U_RRM、额定电流I_DF为

U_RRM≥1.25U_DR=55.8V

I_DF≥3I_O=3.3A

因此，选择快速恢复管BYV28200（U_RRM=200V、I_DF=3.5A）。

输出滤波电容的作用主要是吸收开关频率及其高次谐波频率的电流分量以滤除其纹波电压分量，也即利用电容的低阻抗将交流电流分量的绝大部分分流到滤波电容上，使输出电流具有非常小的交流分量。

选择滤波电容主要考虑的参数包括其容值与耐压值。容值的选取主要取决于两个因素：最小电容量要求和纹波电流限制要求。最小电容量保证反激电路不会因输出滤波电容过小而导致低频自激振荡，如果采用低等效串联电阻ESR的电解电容，一般可以按照输出每1A平均电流对应1000μF的容量选取；如采用聚合物电解电容或陶瓷电容，则可按照输出每1A平均电流对应400μF的容量选取。电解电容能够承受的纹波电流相对较低，一般每1000μF可承受1A输出平均电流产生的0.2A左右的纹波电流^[4]。

滤波电容耐压值的计算方法为

U_CO=（1.2～1.5）U_O （8-13）

耐压值取1.5倍余量，则U_CO=15.3V。因此C₃可选1000μF/16V的电解电容。实际设计制作时，通常用多个相同容量的电解电容并联以减少输出电容的等效电阻，还能降低等效串联电感。C₄选0.47μF/16V的陶瓷电容，以滤除高频开关噪声。

（7）反馈控制电路设计

1）TNY277外围电容C₅设计。TNY277芯片通过BP/M引脚连接的电容C₅设定内部电流限流点，本设计中一次侧峰值电流I_P为0.34A，故可根据芯片说明书选C₅=0.1μF/50V，设定限流电流为0.45A。

2）闭环控制的实现。TNY277内部设定的PWM最大占空比为65%，它对于反激式变换电路的控制，是通过对集成于其内部的MOSFET进行PSM控制实现的，正常周期的PWM信号频率固定为132kHz、占空比可调。占空比调节方法为，MOSFET首先默认以最大占空比工作；同时芯片会在内部自动检测MOSFET瞬时电流，当该电流达到设定的电流限流点时，会立即关断MOSFET直到本周期结束，一般通过设计会使流过MOSFET的瞬时电流在达到最大占空比前上升到电流限流点，从而会在本周期提早关断MOSFET，使占空比减小；进一步，如果在一次电流达到电流限流点之前，输出电压已超过设定电压，则通过采样反馈环节会使EN/UV引脚拉成低电平，从而关断一个周期使输出电压降低。

3）输出电压设定、采样、反馈电路设计。因为TNY277没有输出设定功能，所以需要通过外部电路实现。本设计采用可调式精密并联稳压器TL431实现。根据6.4节TL431的原理及公式（6-12）可知，通过R₃、R₄的选取，可设定额定输出电压U_ONOM。因此有

式中，U_ICref为TL431参考端电压，U_ICref=2.5V；U_ONOM为额定输出电压，U_ONOM=10.2V。所以可取R₄=10kΩ，R₃=30kΩ。

本电源需要隔离，因此反馈控制环节采用线性光耦PC817A。当驱动电源输出电压U_O大于设定值U_ONOM时，通过R₃、R₄分压采样得到的电压输入TL431，通过与内部2.5V基准源形成误差比较器，从而使TL431阴极电流增大，使光耦发光二极管导通，光耦感光晶体管导通，从而使TNY277的EN/UV引脚变为低电平，MOSFET停止一个周期。

为使光耦有效工作，R₁和R₂的关系为

R₁I_DF+U_DF=（I_KA-I_DF）R₂ （8-15）

I_DF和U_DF为光耦二极管的正向电流和压降，典型值为3mA和1.2V。从TL431的技术参数可知，其阴极工作电流I_KA一般为20mA。取R₁=300Ω，则R₂=124Ω。