根据半桥LLC谐振变换器的工作频率（即开关频率f_s）与串并联谐振频率f_m、串联谐振频率f_r关系，可将半桥LLC谐振变换器分为不同的工作区域，并且在不同的工作区域中其又有多种工作模式，其中：

一般当开关频率f_s小于f_m时，谐振网络呈容性状态，开关管很难实现ZVS，因此我们讨论f_s大于f_m时，半桥LLC谐振变换器的工作原理[9]。

1.f_m＜f_s＜f_r工作区的工作原理

当LLC谐振变换器的开关频率处于这个频段时，一个周期可以分为8个工作模式，其主要的电压和电流波形如图3-18所示，图中由上至下分别为开关管的导通顺序、谐振电感电流i_r和励磁电感电流i_m、输出电流、开关管Q₁的压降U_DS1，电流的正方向定义为各种工作模图中的箭头方向。

考虑到上下管工作模式对称，所以下面只对上管的4个工作模式进行分析。

图3-18 f_m＜f_s＜f_r工作区的主要电流和电压波形

（1）工作模式1（t₀＜t＜t₁）

电路如图3-19所示，当t₀＜t＜t₁时，Q₂关闭，并且谐振电流i_r对Q₁的结电容放电也结束，VD₁电压降到零，Q₁的二极管VD₁导通，二极管VD₃也开始导通。励磁电感L_m两端的电压为nU_O（n为变压器匝数），i_m线性增加。导通路径如图3-19中实线所示。

图3-19 f_m＜f_s＜f_r工作区的工作模式1

（2）工作模式2（t₁＜t＜t₂）

电路如图3-20所示，t₁时刻，Q₁零电压开通，谐振电流i_r从Q₁上流过，励磁电流i_m继续增加，直到i_r=i_m时二极管VD₃零电流关断。导通路径如图3-20中实线所示。

图3-20 f_m＜f_s＜f_r工作区的工作模式2

（3）工作模式3（t₂＜t＜t₃）

电路如图3-21所示，随着二极管VD₃的关断，励磁电感开始参与谐振，因为励磁电感量L_m比谐振电感量L_r要大，所以谐振周期相比之前会变长，这时谐振电流i_r可近似认为不变。导通路径如图3-21中实线所示。

图3-21 f_m＜f_s＜f_r工作区的工作模式3

（4）工作模式4（t₃＜t＜t₄）

电路如图3-22所示，t₃时刻Q₁关断，谐振电流i_r给Q₁的结电容充电，Q₁

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图3-22 f_m＜f_s＜f_r工作区的工作模式4

两端电压U_DS1升到输入电压U_IN；同时，Q₂的结电容放电，Q₂两端电压U_DS2降到零，准备使Q₂零电压导通。t₄时刻后，Q₂的工作模式重复并对称前述Q₁的工作过程。导通路径如图3-22中实线所示。

2.f_s≥f_r工作区的工作原理

当LLC谐振变换器的开关频率处于这个频段时，在一个周期内可以分为8个工作模式，同样考虑到上下管工作模式对称，所以只对上管的4个工作模式进行分析，其主要的电压和电流波形如图3-23所示，图中由上至下分别为开关管的导通顺序、谐振电感电流i_r和励磁电感电流i_m、输出电流、开关管Q₁的压降U_DS1，电流的正方向定义为各种工作模图中的箭头方向。

图3-23 f_s≥f_r工作区的主要电流和电压波形

（1）工作模式1（t₀＜t＜t₁）

电路如图3-24所示，t₀时刻励磁电流和谐振电流相同，即i_r=i_m；此时，二极管VD₃处于导通状态，励磁电感两端的电压为nU_O，励磁电感上的电流线性增加，此时L_r和C_r参与谐振，谐振电流以频率正弦变化，直到t₁时刻，Q₁关断。导通路径如图3-24中实线所示。

图3-24 f_s≥f_r工作区的工作模式1

（2）工作模式2（t₁＜t＜t₂）

电路如图3-25所示，t₁时刻Q₁关断，谐振电流开始给Q₁的结电容C₁充电，电压U_DS1升到输入电压U_IN，给Q₂的结电容C₂放电，电压U_DS2降到零，工作模式2结束。导通路径如图3-25中实线所示。

图3-25 f_s≥f_r工作区的工作模式2

（3）工作模式3（t₂＜t＜t₃）

电路如图3-26所示，开关管Q₁结电容充电和Q₂结电容放电结束，Q₂的二极管VD₂导通，由于f_s≥f_r，谐振电流此时仍然大于励磁电流，二极管VD₃依旧处于导通状态，因此励磁电感两端的电压还是nU_O，回路电压方向和谐振电流方向相反，谐振电流减小。导通路径如图3-26中实线所示。

图3-26 f_s≥f_r工作区的工作模式3

图3-27 f_s≥f_r工作区的工作模式4

（4）工作模式4（t₃＜t＜t₄）

电路如图3-27所示，t₃时刻Q₂导通，这个阶段VD₃依然导通，直到t₄时刻，励磁电流等于谐振电流时此阶段结束，谐振电路开始反方向的对称工作过程。在f_s≥f_r时，励磁电感始终未参与谐振，因此这个频率的LLC谐振电路等效于传统的LC串联电路。导通路径如图3-27中实线所示。