直接变频接收机具有成本低、尺寸小、部件数量更少和配置简易的优点。但是，在它的实现中许多技术问题（直流偏移、偶阶失真、I和Q信道振幅与相位的不匹配、闪烁噪声等）必须要解决。图9.4给出的直接变频接收机架构是能够恰当解决这些技术挑战的方式之一。

图9.4　带有高动态的模数转换器直接变频收发机方框图

图9.4所示的直接变频接收机架构的关键在于高动态范围（或高分辨率）的模数转换器，能够让自动增益控制范围比接收机范围小得多，并且显著降低模拟基带滤波器阶数和基带放大器增益。因此，直流偏移和I/Q信道不匹配问题变得更容易解决。

表9.26给出了800 MHz蜂窝频段CDMA接收机的最低性能指标。CDMA接收机性能指标是基于误帧率测得的。在大多数情况下，除接收机灵敏度使用了0.5%外，当误帧率达到1%时，最低性能便确定了。互调寄生响应衰减，也称互调失真，对应期望信号功率分别有三个要求，即Sti为-101 dBm、-90 dBm和-79 dBm。两互调单频的偏移频率定义在900 kHz和1.7 MHz。单频灵敏度下降对于CDMA接收机是一项独特的指标，尤其是对于800 MHz处的CDMA接收机。这归因于AMPS系统也运行在800 MHz频段，且CDMA接收机考虑到了AMPS干扰为连续频率。

表9.26　800 MHzCDMA接收机的最低性能指标

1.系统整体设计考虑

为实现高的接收机灵敏度，从天线端口到I/Q下变频器输出的射频模块必须要有低的噪声系数和足够高的增益（35～40dB的电压增益）。这样做的原因是高增益射频模块能够有效地减少有噪后级电路（模拟基带低通滤波器和基带放大器）对整体接收机噪声系数的贡献。当增加射频模块增益时，维持良好的接收机线性度（高于-10 dBm）是同等重要的，用以改善接收机灵敏度。

如我们所知，直流偏移是直接变频接收机的主要问题之一。为解决这个问题，减少模拟基带模块的增益显然是必要的。我们或许能从超外差接收机的基带模块设计中学到一些有用的知识。I/Q正交解调器和超外差接收机中对应的基带模块实际上构成了一个直接变频接收机，其直接将中频信号变频为基带信号，而不是将射频信号转换为基带信号。典型情况下没有从中频直接变频架构中看到太多直流偏移的问题。这样的原因归结于超外差接收机中的中频直接变频子系统的基带模块增益相对较低，即30～40dB。采用本地直流偏移补偿和数字基带馈通直流偏移修正可以有效地解决直流偏移的问题。因此，在射频直接变频接收机、超外差接收机中带有类似增益的模拟基带模块和直流偏移补偿策略也可用于应对直流偏移的问题。

在超外差接收机中，50%～60%的整体接收机增益来自高增益模式的中频模块。中频模块也决定了自动增益控制范围，即80%的总体自动增益控制范围也由该模块产生。显然，在直接变频接收机中没有中频模块。直接变频接收机中失去的中频模块增益和增益控制范围部分转移到了射频模块。允许的最大增益转移受接收机线性度要求的限制，且在CDMA接收机情况下它大约为30 dB。射频模块执行的增益控制范围为50 dB～60 dB，这由直接变频接收机中所用的模数转换器的动态范围（或分辨率）而定。

直接变频接收机中所用的模数转换器通常比超外差接收机所要求的具有更高动态范围。原因有三，首先是增益控制范围比接收的信号范围小；其次是采用步进增益控制而不是连续控制；最后是没有使用中频声表面波信道滤波器而导致对干扰的滤波变得宽松。根据丢失的增益和增益控制范围，以及基带滤波器对最强干扰和最近干扰的宽松的抑制，CDMA直接变频接收机需要10～12位的模数转换器分辨率。从下面的分析和计算中，应该看到出现在模数转换器输入端期望信号的最小电压仅为2.4 mV左右的均方根值，在接收机高增益模式的最强干扰频率值或许可高达275 mV的均方根值。它们的比值为20log（275/2.4）≅41 dB。考虑到超外差CDMA接收机中使用的模数转换器的动态范围约为24 dB，直接变频接收机的模数转换器总的动态范围将至少为DADC=41+24=65 dB。对模数转换器分辨率的一个悲观估计为

假定模数转换器中使用的采样速率为19.2 MSample/s，且CDMA信号有615 kHz的低通带宽，则模数转换器的位数为

采用式（9.1）和式（9.2）的平均值，即对于这个直接变频接收机应该至少有10位的模数转换器：

更精确地说，应该使用模数转换器动态范围而不是位数，因为对于CDMA信号通常采用每位5 dB。如上所述，对于该直接变频接收机所用模数转换器的最小动态范围大约为60 dB。

假定该项设计中所用的模数转换器有ΔΣ型模数转换器，其最大峰峰值电压为1.5V，采样速率为19.2Msample/s，带宽高于CDMA低通信号630kHz的带宽，输入阻抗大约为100k Ω。

2.系统噪声系数和线性度的计算

在CDMA移动站最小性能标准IS-95和IS-2000_lx中，接收机灵敏度的载噪比、互调寄生响应衰减和单频钝化测试均在9.6kbps的数据速率处定义为-1dB。这一指标不像其他无线系统中定义的那些指标，其他无线系统需要一个正的载噪比来实现特定的误码率或误帧率。CDMA接收机能够运行于负的载噪比（即期望信号水平低于噪声水平）是由于CDMA的处理增益，该增益在9.6kHz的数据速率时大约为21dB。实际中，数字基带CDMA接收机解调器在载噪比方面一般至少有1dB的性能余量，即为了在9.6kbps处达到0.5%的误帧率，载噪比可为-2dB或更低。但是，在性能计算中大多数情况下将使用CNRmin=-1dB。

如表9.26所示，CDMA移动站接收机最低灵敏度定义为9.6kbps数据速率处且误帧率为0.5%时的-104dBm。考虑到CDMA信号带宽为1.23MHz，任何情况下接收机噪声系数必须优于：

在CDMA接收机设计中，即使在最坏情况下也要有3dB的余量。典型情况下，要有4dB余量或者更高。最坏情况下对应的接收机噪声系数应大约为7dB，典型情况下为6dB或更少。

现在采用直接变频架构CDMA移动站接收机的线性度不仅是通过三阶非线性失真测量，也通过二阶非线性失真测量。从互调寄生响应衰减或简单称为互调失真的最低指标，可确定接收机最小三阶输入截点，如超外差接收机中所做的那样。直接变频接收机的二阶非线性失真将造成直流偏移和接收机信道带宽内的低频干扰分量。对直流分量和低频干扰分量的主要贡献者是直接变频接收机的I/Q下变频器或所谓的正交解调器。由低噪声放大器产生的二阶非线性量将被耦合电容和/或接收机射频声表面波滤波器阻塞，且I/Q下变频器后的电路对射频干扰频率或发射机泄漏几乎没有响应。I/Q下变频器的二阶输入截点由双频模块指标或者因调幅传输泄漏导致的二阶分量值来决定。

如表9.26所示，这对于三个不同的期望信号值-101dBm、-91dBm和-79dBm分别有三个互调失真性能指标。当接收机噪声系数为10dB，对于Sd=-101dBm，最小接收机IIP3通过式计算为

类似方法，可获得对Sd=-90和-79dBm情况下的IIP3为

其中，当在信号为-90dBm和-79dBm时测试互调失真性能，分别假定接收机灵敏度至少为-95dBm和-84dBm，或者接收机噪声分别为NF-90，max=19dB和NF-79，max=30dB。

在实际设计中，当期望信号在-1O1dBm时，在最坏互调失真性能情况下要有3dB的余量，典型情况下要有5dB的余量。为达到这些设计目标，在低噪声放大器高增益模式运行时的整体IIP3在最坏情况下为-9.2dBm或更高，典型情况下为-6.8dBm或更高，其中分别采用最坏-107dBm的灵敏度和典型情况下-108dBm的灵敏度。期望信号-90dBm和-79dBm时的互调失真性能测试通常在低噪声放大器中等增益模式下进行。该情况下，这两个测试中的接收机IIP3将会相等，且因此后者的测试更为严格，因为干扰频率比前者的高11dB。最坏情况下的IIP3应该基于期望信号-79dBm时的互调失真性能而确定，且它必须高于11dBm。

CDMA接收机因单频钝化问题对它的低噪声放大器NP3有特殊的要求，这归因于调幅传输泄漏与通过低噪声放大器三阶非线性特性且接近于期望信号的强干扰频率的交叉调制。仅低噪声放大器的IIP3影响单频钝化而不是整体接收机IIP3的原因归结于射频声表面波滤波器，射频声表面波滤波器能够有效抑制传输泄漏的功率，因此射频声表面波滤波器后接收机链路的剩佘部分IIP3对交叉调制分量和单频钝化的影响微不足道。从单频钝化性能可确定最低低噪声放大器IIP3。但它不是唯一的，因为它也是依赖双工器对传输的抑制、双工器插损以及发射机的输出功率。假定双工器对传输的抑制为48dB，接收机频段双工器的插损为3.5dB，发射功率为23dBm且接收机噪声系数为10dB，可计算出满足最低单频灵敏度下降要求的低噪声放大器IIP3，即干扰值应为-30dBm。

在实际CDMA接收机设计中，在典型情况下想要低噪声放大器IIP3为8dB或更高。单频性能通常比-30dB高3dB或更多。

对于CDMA直接变频接收机，也需要在双频阻塞性能方面考虑这一特殊的要求。这一指标源于对两个强AMPS信号的考虑，这两个信号载波足够接近以至于或许会因正交下变频器产生二阶非线性分量而堵塞蜂窝频段的CDMA直接变频接收机。假定两者同带有-30dBm且频率间隔为615kHz的频率，应该确定I/Q正交下变频器的最低IIP2，当期望信号Sd在-101dBm且误帧率为1%或更低时，该变频器可保持误帧率等于或小于1%。如果设计的接收机在最坏情况下噪声系数NFRx为8dB，且下变频器前的增益Gbefore_Mxr为16.7dB，在下变频器输出端噪声值NMxr_in可通过计算，得出

对于1%误帧率，正交下变频器可允许最大噪声/干扰的贡献等于：

式中，CNRmin为最小载波噪声/干扰比，且它在1%误帧率时为-1dB。

对比式（9.4）和式（9.3）可以发现，在正交下变频器处允许的最大噪声/干扰贡献与实际噪声间的差为5dB。如果下变频器产生的二阶互调失真分量/MD2j∧与下变频器输入端噪声NMxr_in相等，即在Dmax-NMxr_in的5dB中3dB由IMD2_Mxr贡献，其余2dB是由本振相位噪声和杂散贡献留下来的。因此，有

3.系统组阵分析和主要模块的指标

实现特定的接收机系统性能必须要有恰当的增益、噪声系数和沿整个接收机链的三阶输入截点分布。接收机链中关键参数恰当分布的设计通常是一个试凑的过程。首先需要定义接收机中从双工器到模数转换器间每级的基本指标，然后可以适当地调整每一级的一些参数，来权衡整体接收机的噪声系数和线性度以达到最优性能。下面将介绍直接变频接收机主要模块的指标。有必要考虑用现成产品在大规模生产中实现系统的可能性。

可以从蜂窝频段双工器指标开始。对于接收机系统分析和设计，双工器的两大重要参数为接收机频段的插损及对发射信号的抑制。前者的约束将影响接收机噪声系数和敏感度，后者将影响单频钝化性能。用于800MHz蜂窝频段CDMA移动站收发机的声表面波双工器通常有表9.27所示的指标。

表9.27　蜂窝频段声表面波双工器指标

①工厂在它们的测试中为方便常常采用衰减而不是抑制。衰减大约等于（抑制+插损）。

低噪声放大器仿效双工器。它一般主导接收机的灵敏度以及CDMA接收机中的单频钝化性能。主要参数为增益、噪声系数和IIP3。除此以外，对于有源器件还需要考虑它的功耗。一个用于CDMA接收机800～900MHz低噪声放大器的典型指标在表9.27中给出。为满足在-90dBm和-79dBm期望信号的互调失真性能，低噪声放大器将会切换到它的中增益模式。而且，为扩大接收机的增益控制范围，低噪声放大器中增加了一个低增益运行模式。在中和低增益模式，低噪声放大器实际上被忽略且可能采用带有超高线性度或IIP3的衰减器。

表9.27　直接变频接收机的低噪声放大器指标

射频声表面波带通滤波器插在低噪声放大器和射频放大器中间。该射频声表面波的功能是进一步抑制传输泄漏信号，因此残余发射机泄漏将对交叉调制和单频钝化没有进一步的影响，且超高频下变频器中产生的发射机泄漏自混频分量也变得无关紧要。该射频声表面波带通滤波器的主要参数与双工器的那些相似：插入损耗和对发射机泄漏的抑制。表9.28中给出了现成射频声表面波滤波器提供的指标。

表9.28　对于CDMA接收机射频声表面波带通滤波器的指标

续　表

①工厂在它们的测试中为方便常常采用衰灭而不是抑制。衰减大约等于（抑制+插损）。

射频放大器是I/Q正交下变频器的前置放大器。当接收机与低噪声放大器运行于高或中增益时，该放大器能够改善接收机的噪声系数。另外，该放大器也提供一级增益控制以进一步扩大接收机增益控制范围。该射频放大器的指标示于表9.29中。

表9.29　射频放大器的指标

I和Q正交解调器或下变频器是直接变频接收机的关键级。它必须有高的线性度，也就是说，不仅有高的三阶输入截点IIP3，也要有高的二阶输入截点IIP2，因为这级决定了对直接变频接收机二阶非线性失真分量的贡献。然而，实现高IIP3通常需要消耗更多的电流。高IIP2可基于对称电路设计和布局来获得。表9.30中给出了对于正交解调器所提出的指标。(www.daowen.com)

表9.30　超高频正交解调器的指标

续　表

①电流损耗包括一个分频器和一个缓冲放大器的电流。

直接变频接收机的基带低通放大器扮演着信道滤波器的角色。假定在设计中，在I和Q两个信道采用一个五阶椭圆滤波器，或者其他方面模数转换器将需要大的动态范围或位数。表9.31给出了对该基带信道滤波器的基本要求。

表9.31　基带五阶低通滤波器的指标

①电流损耗为关于两信道内基带滤波器。

由基带信道滤波器群延迟失真造成的码片间干扰必须足够小，从而提供一个大于15dB的载波干扰比（carrier-to-interference ratio，CIR）。对于CDMA接收机有必要具有良好的多径衰落性能以及预期的高数据速率运行能力。

基带I和Q信道中，在模数转换器前最后一级是一个固定增益的基带放大器。该放大器应该设计有一个本地直流补偿电路（直流伺服电路）。该放大器的主要指标如表9.32所示。

表9.32　固定增益基带放大器的指标

①电流损耗为关于两信道的基带放大器。

最后，对于CDMA移动站接收机，合成本振的特性在表9.33中，其中仅给出了信道带宽内的集成相位噪声，以及互调失真测试频率附近的相位噪声和杂散。

表9.33　合成超高频本振相位噪声和杂散的要求

从直接变频接收机链路独立级定义的这些指标中，可评估出接收机的性能。对于评估收发机性能而言，MATLAB和Excel电子表格都是非常有用的工具。这里，将使用Excel电子表格作接收机系统性能评估。

在图9.5中，自动增益控制环路位于数字滤波器和直流偏移补偿器的后面。直接变频接收机没有中频声表面波信道滤波器，低阶低通滤波器通常用于模拟基带以节省接收机集成电路芯片的尺寸，并减少它的成本。因此模数转换器的输入可能仍然有一定强度的干扰功率。数字滤波器对信道外干扰提供足够的抑制。在数字滤波器之后可精确测量接收信号强度，干扰的影响无足轻重，自动增益控制仅受信道带宽内的信号强度支配。另外，为了不使直接变频接收机的直流偏移影响到自动增益控制环路的功能，自动增益控制环路可设计在直流补偿器之后。

图9.5　带有直流偏移补偿的数字AGC环路

自动增益控制环路中有两类增益控制。低噪声放大器和射频放大器段的步进增益控制（也称为粗增益控制）实现了良好的增益控制，而数字域的数字可变增益放大器分辨率接近0.1 dB，甚至更低。在这个例子中，为简便起见仅使用了三级增益。但实际接收机设计中可能为减少每级尺寸而采用更多的级数来覆盖相同的控制范围，因此减少了可能的瞬态电压幅度过冲或因增益阶跃变化导致的直流偏移变化。

在该直接变频接收机中，为了满足定义在-90dBm和-79dBm期望信号水平的互调失真性能要求，如果想保持之前章节指定的接收机电流损耗，低噪声放大器增益从高到中（或者相反）必须发生在低于-90dBm的期望值。接下来的增益阶跃变化是当期望信号增至-54dBm时射频放大器增益从高切换到低，以及当信号减至-57dBm时信号切换回高增益。这些增益切换立即减少了接收机的电流损耗，因为低噪声放大器和射频放大器被旁路且被按序关闭。当期望信号达到-36dBm时，低噪声放大器增益进一步阶跃降低，从它的中增益降到低增益。且当信号功率减至-39dBm时，低噪声放大器增益将回至中增益。因为考虑到CDMA信号的波峰系数和架构衰减，在后面的两个切换点（即-54dBm和-38dBm处），CDMA信号在ΔΣ ADC输入端的有效值电压应稍微低于200mV。低噪声放大器和射频放大器增益阶跃变化与对应的迟滞在图9.6中给出。为防止两邻近增益级间的增益来回切换，采用临时迟滞取代功率迟滞的使用。

在直流偏移控制环路中，通过模拟基带中模拟电路给基带滤波器提供一个与直流偏移相反的直流分量来实施粗补偿，而精确补偿是通过图9.5所示的直流偏移补偿器产生的串行输入/输出控制数据调整正交解调器偏移点来实现的。直流偏移控制环路有两个工作模式，即采集模式和跟踪模式。采集模式用于消除低噪声放大器和/或射频放大器中增益阶跃变化导致大的直流偏移，或者实施一个定期直流更新的整体直流环路，或者其他原因。跟踪模式用于以正常方式实施直流偏移修正，且它的响应比采集模式要慢。然而，对于CDMA模式下的接收机，复杂的直流偏移修正环路可能不是必需的，且它可用交流耦合或高通电路设计来取代，实现隔断直流并解决直流偏移问题。

图9.6　低噪声放大器和射频放大器增益步进和迟滞