发射机的线性度将直接影响频谱再生和之后的相邻/相间信道功率比的性能。为获得良好的相邻信道功率比，可采用接近天线端口的射频级，这将具有更高的增益。更高的射频级增益就意味着更大的功耗。另外，从减少噪声散射的角度来看，却希望在接近天线端口的射频级有更小的增益。

I和Q信道中传输信号的路径在移动站发射机模拟基带和数字基带间的接口通常为数模转换器。数模转换器的输出可能是接近其上限的最大摆幅电压或电流信号以实现最好的信噪比。对于在模拟射频发射机的I和Q信道的输入级，基带信号常常太大而难以处理，或者说这些级需要消耗大量的电流。在发射机正交调制器或之前时，有必要实现恰当的信号衰减和电压到电流（反之亦然）的转换。在大多数情况下因为数模转换器和数字基带的噪声一般比热噪声高得多，衰减并不会降低基带信号的信噪比。在模拟射频发射机的输入端放置衰减器将会增加发射机的整体噪声系数，但对传输的最终噪声散射通常是微不足道的。(www.daowen.com)

在表82中，提出了CDM移动发射机两种不同增益分布性能对比的例子。在这两种增益分布中的主要差别在于：增益分布（1）中在模拟射频发射机的输入端有-8 dB的衰减器，而分布（2）在调制器之前并没有任何的衰减。从该表中可看到在接收机频段内，分布（1）噪声散射为-173.56 dBm/Hz，而分布（2）为-173.62 dBm/Hz，或者说当在输入端使用了8 dB的衰减器时，接收机频段内的噪声散射高了0.06 dB。然而，增益分布（1）的相邻信道功率比性能大约为-49.8 dBc，比增益分布（2）-49.3 dBc的相邻信道功率比性能好了0.5 dBc。实际上，不仅是（1）的线性度要比（2）好得多，（1）的电流消耗也比（2）更低。该结果可通过对比正交调制器OIP3和实现对应相邻信道功率比的可变增益放大器1的要求来验证。增益分布（1）时它们分别为6 dBm和11 dBm，增益分布（2）时分别为10 dBm和18 dBm。这个例子告诉我们，沿发射机链路恰当地分配增益，不仅能够获得更好的性能，还能节省电流消耗。