相邻/相间信道中干扰信号或阻塞干扰Ii与合成本振的相位噪声和杂散混合，产生了接收机信道内干扰和杂散，它们降低了期望信号的信噪比。假定在相邻/相间信道干扰信号附近或阻塞干扰Ii附近的信号噪声密度为Nphase，1 dBm/Hz，干扰源或干扰信号附近的杂散为Nphase，1 dB，在自然尺度下，它们对期望信号降低的贡献分别为

式中，Nphase，1和Nspu，1是UHF LO的相位噪声密度和杂散；GMxr，1是下变频器的增益；ΔGMxr，1是干扰与UHF LO的相位噪声Nphase，1或杂散Nspu，1混频后的增益或损耗。

在超外差接收机中，相邻/相间信道信号或阻塞干扰与超高频本振信号混合下变频到中频干扰。当它通过中频信道滤波器时，一部分干扰会被抑制并进入第二个下变频器。衰减后的中频干扰与二阶本振的相位噪声Nphase，2和杂散Nspu，2相混合，并产生信道内干扰。来自相位噪声和杂散的相对功率分别为

式中，AGMxr，1是第2个混频器中干扰与VHF LO的相位噪声Nphase，2和杂散Nspu，2混频后的增益或损耗。

由于本振相位噪声和杂散与相邻/相间信道信号或阻塞干扰混合所导致的总期望信号降低可以表示为

令Dtotal等于式（7.79）中所给出的允许下降值，可以得到(www.daowen.com)

由式（7.118）可以推导出相邻/相间信道选择性或阻塞特性ΔSadj/alt/block为

举例来说，一个AMPS接收器有：①噪声系数NF=6.6 dB，相应于输出端SDNAD=12 dB的载噪比为CNRmin=2.6 dB；②超高频本振：接收机输入端，在±30 kHz偏频的相位噪声Nphase，30=-98 dBc/Hz，杂散Nspu，30=-65 dBc，在±60 Hz偏频的Nphase，60=-116 dBc/Hz，杂散Nspu，60=-85 dBc；③甚高频本振：接收机输入端，在±30 kHz偏频的相位噪声Nphase，30=-74 dBc/Hz，杂散Nspu，30=-60 dBc，在±60 kHz偏频的Nphase，60=-104 dBc/Hz，杂散Nspu，60=-80 dBc；④中频信道滤波器：在±30 kHz偏频的抑制ΔRIF，30=12 dB，在±60 kHz偏频的抑制ΔRIF，60=25 dB。由相位噪声和载噪比CNRmin，考虑接收器带宽BW=30 kHz，很容易计算出灵敏度Smin≅120 dBm。使用式（7.119），可以得到相邻和相间信道选择性分别为

AMPS移动站对相邻和相间信道选择度的标准分别是≥16 dB和≥60 dB。因此，相邻和相间信道选择度分别留出了25.54 dB和8.46 dB的余量。

相邻信道干扰信号的副瓣会延伸到期望信号带宽中，并且降低相邻信道的灵敏度性能。相邻信道频谱的副瓣电平取决于调制和脉冲整形滤波器特性。通常副瓣功率至少比主瓣低35 dB。假定期望信号带宽内的相邻信道干扰频谱副瓣部分比相邻信道信号功率低Δslobe dB，相邻信道选择性式（7.119）变为