接收机的线性度通常使用接收机的级联输入截点来衡量。它是互调失真的主要原因，但是接收机的互调杂波响应衰减还与其他因素相关，如干扰频率附近的本振相位噪声、接收机噪声系数等。在本节中，考虑所有因素来对互调特性进行计算。

（一）接收期望信号的容许降低

接收机性能的分析可以从由干扰或噪声导致输入期望信号的允许最大降低值计算开始。无线通信系统对某个给定的误码率或误帧率有着某个最小载噪比CNRmin。输入期望信号的允许最大降低值Dmax，in定义为从接收机输入期望信号Sd，i中减去对给定的误码率或误帧率最小的载噪比CNRmin。Sd，i通常定义为比参考灵敏度高3 dB，即Sd，i=Smin_ref+3。如上面定义Dmax，in的表达式为

显然，输入期望信号的允许最大降低值Dmax，in实际上就是最大噪声/干扰。这些噪声/干扰将期望信号降低到了最小载噪比CNRmin。

事实上，接收机本身含有内部噪声，由热噪声和接收机噪声系数相关的噪声组成。如果接收机噪声系数为NFRx（dB），Nnf（dBm）表示转化到接收机输入端的内部噪声，它的表达式为

式中，BW是接收机噪声带宽（Hz）。

接收机内部噪声必然减少期望输入信号的允许最大降低值，因此允许的期望信号降低值Da变成

假定Sd，i=-101 dBm，比CDMA移动站接收机的参考灵敏度-104 dBm高3 dB，CNRmin=-1 dB，在CDMA最小性能标准IS-98D中有定义，NFRx=7 dB，BW=1.23 MHz，从式（7.79）得到

（二）接收机有限的线性度导致的互调失真

接收机的互调失真表现取决于其线性度。射频接收机的线性度是通过使用不同阶非线性的级联输入截点来表征的。如果m阶级联输入截点是IIPm，在式（7.42）中代入Si=Iin和S1-Sm=Iin-IMm_in，得到

式中是两个有着相同强度Iin（dBm）干扰频率的m阶互调成分。

从前面的小节中，我们知道对载噪比为CNRmin的误码率或误帧率，接收机期望信号的允许降低值为Da。现在，假定这个信号下降值完全是由m阶互调成分引起的，用Da替代式（7.80）中的IMm_in，允许最大降低值Iin，a也称为互调杂波响应衰减，其值为

其中，Dmax，in和Nnf在式（7.77）和式（7.78）中分别给出。对于三阶互调，在使用式（7.77）和式（7.78）时，接收机输入端的允许干扰为

然而，式子右边圆括号中的第二项通常比第一项小得多。在舍去第二项后，式（7.81b）可以简化为

使用式（7.83），可以基于系统标准（如CDMA IS-98D或ETSI-GSM 0505）中定义的最小要求大致估计接收机最小IIPm。性能规范通常定义期望信号电平Sd，i（dBm）、最小干扰频率电平Iin，min（dBm）或相对电平RI/Sd=Iin，min-Sd，i（dB）。使用功率比RI/Sd=Iin，min-Sd，i和式（7.83），可以计算接收机的额定最小IIPm，min：

在大部分情况下，只对三阶互调成分感兴趣。在式（7.84）中代入m=3，得到

CDMA移动站的互调杂波响应衰减的最小性能规定中，定义Sd，i=-101 dBm，CNRmin=-1 dB，Iin，min=-43 dBm。使用式（7.85），估计最小三阶输入截点要求为

对于精确的IIP3，min计算，应该使用以下公式

除了以上相同的数据以外，再加上NFRx=7 dB，BW=1.23 MHz，代入式（7.86）中，得到最小IIP3，min的值为

在本例子中，式（7.85）和式（7.86）的差为0.6 dB。(www.daowen.com)

在实际设计中，还需要为性能留有余地。如果互调杂波响应衰减的设计余地是3 dB或更多，即接收机可以处理等于或高于（Iin，min+3）dBm的互调功率，从式（7.86）知道接收机输入截点IIP3应该比IIP3，min高4.5 dB。使用前面例子中的结果，为了得到3 dB或更多的互调特性设计余地，CDMA移动接收机的IIP3应该为-9.4 dB或者更高。

（三）相位噪声和本振杂波导致的降低

在实际应用中，需要接收机的最小输入截点比式（7.84）或式（7.86）的计算结果都高。超高频和甚高频锁相环本振的相位噪声和杂波也会干扰期望信号。互调干扰频率和锁相环本振的相位噪声/杂波相互混合，从而产生接收机带内噪声和杂波，并降低了期望信号的信噪比。假定在接收机带宽上，偏频与干扰频率偏移载波的频率相同处，平均相位噪声密度为Nphase（dBc/Hz）；在偏频与干扰频率偏移载波的频率相同或接近处，杂散是Nspu（dBc）。它们对期望信号进行干扰的功率分别为

式中，Iin是互调干扰频率；GMxr是下变频器的增益，ΔGMxr是由干扰与本振相位噪声Nphase或杂散Nspu混频后下变频器的变频增益或损耗，Pphn与Pspu分别是干扰Iin与本振相位噪声Nphase和杂散Nspu混频后的功率。在最差的情况下，可以假定ΔGMxr-GMxr=0。考虑这些使信号降低的因素，由式（7.81）在接收机输入端允许的互调干扰频率功率为

式中，Pphn，j，k和Pspu，j，k（j，k=1，2）分别是第一个j=1、第二个j=2本振的相位噪声和杂散与第一个是k=1、第二个是k=2的干扰频率。它们有着与式（7.87）和式（7.88）相同的表达式，但是分别使用Nphase，j，k和Pspu，j，k（j，k=1，2）来替代Nphase和Nspu。在直接变频接收机中，只需要一个超高频锁相环本振，因此括号中的双加和号变成了单加和号。

对于三阶互调，允许的干扰功率为

对于给定的干扰功率，如由系统规范最小性能要求所定义的电平Iin，a=Iin，min。因此，接收机最小IIP3可以通过以下公式计算：

继续前面的例子，并且只考虑超高频本振的因素，平均相位噪声为-136 dBc/Hz，杂波低于-75 dBc。由于在下变频器之前没有信道滤波器，AGMxr-GMxr≈0 dB。要求最小IIP3变成

在本例中，超高频本振的相位噪声和杂散足够低，并且对IIP3要求的影响可以忽略（只有0.2 dB）。

（四）交叉调制导致的降低

在全双工收发机中，AM传输泄漏会对任何期望信号附近的干扰进行交叉调制。如果干扰和信号的频率非常相近，交叉调制干扰的部分频谱会混入接收机频带内。如果干扰频率和传输泄漏足够强，接收信道频带内的交叉调制成分会影响接收机性能。在CDMA移动站中，交叉调制成分NCM（dBm）可以近似表示为

式中，IIP3，LNA是低噪声放大器输入截点；TXpwr是在天线端口的发射机输出功率（dBm）；Rdplx_Tx是双工器接收边滤波器对发射功率的抑制（dB）；C是与波形幅值波动和干扰偏频有关的修正系数，对于蜂窝和PCS分别约为-3.8 dB和-5.8 dB。

在接收机输入端允许的干扰功率下降到

对于三阶互调，允许的干扰功率表达式为

对于指定的干扰频率功率Iin，min，最小三阶截点为

如果IIP3，LNA=8 dBm、TXpwr=25 dBm、ILdplx_Tx=-2.5 dB、Rdplx_Tx=48 dB、Iin=-43 dBm、C=-3.8，由式（7.92）可以得到NCM=-113.8 dBm。将这个互调值和其他数据代入，所要求的接收器最小IIP3提高到

因此，交叉调制干扰使IIP3要求提高了0.1 dB。在一般情况下，交叉调制干扰、本振相位噪声和杂散不会导致接收机IIP3提高很多。

式（7.93）～式（7.95）将主要影响信噪比的因素都纳入考虑范围，可以用来估计接收机的互调杂散相应性能。在实际接收机设计中，都有必要给关键性能参数留下设计余地。如果此处使互调杂散相应衰减比最小要求高3 dB，那么本振相位噪声、本振杂散和交叉调制干扰成分都会增加3 dB。因此，最小IIP3要求是-8.7 dBm，比-13.6 dBm高4.9 dB。这意味着如果希望使互调特性表现比最低要求-43 dBm高3 dB，IIP3需要提高约5 dB。