早在1924年就有人提出了直接变频结构。但由于其实现需要基于离散电路，是非常困难的，所以从其提出到应用中间有长达半个世纪的时间。随着半导体技术的发展和先进的射频集成电路设计工具的使用，直接变频收发机的实现成为可能。在20世纪80年代，直接变频接收机只在无线电寻呼机和卫星通信中使用。20世纪90年代后期，其被大规模地应用于GSM移动站。

在这一部分，我们将回顾直接变频结构的技术问题，并且讨论它们可能的解决方法。

（一）直流偏移

直流偏移问题不但在直接变频结构存在，而且在超外差结构中存在。但是，在直接变频结构中这个问题要严重得多，因为该结构中大部分的信号增强过程发生在基带模块中，其中有很多因素可以使直流偏移问题更加严重。

假设直接变频接收机由集成电路实现，那么对不同的结构由于集成电路加工过程导致的基带模块电路的内置直流偏移则是共同的。因为超外差接收机中的基带模块增益较低并且通常是固定的，所以其直流偏移容易通过校准消除。在直接变频结构中，因为直流偏移电压随着增益变化而改变，并且超出可以校准的范围，所以较高且变化范围很大的基带模块增益使其校准难以完成。另外，由于直接变频结构中基带模块增益控制是步进式的，其直流偏移变化也有步进瞬态变化的性质。这将导致即使在基带模块中使用高通设计消除直流成分也是很困难的。

本地振荡器端口和射频下变频器端口的隔离度是有限的，因此一定量的本地振荡器信号泄漏到射频端口并进一步通过射频声表面波滤波器和低噪声放大器进入天线端口。由于失配，本地振荡器泄漏在各级分界面被反射到射频下变频器，而反射的本地振荡器泄漏信号又与本地振荡器信号在下变频器混频产生直流成分，如图6.12所示，这个现象称为本振自混频。

在全双工直接变频收发机中，还存在另外一种可能的自混频——传输泄漏自混频。如图6.13所示，这种自混频通过两种途径发生。第一种自混频路径是从双工器通过低噪声放大器、射频声表面波滤波器到下变频器的射频端口。传输泄漏通过这条线路与从射频端口馈通到下变频器本地振荡器端口的信号混频，并在下变频器的输出中产生直流成分。第二条传输泄漏途径是从发射机功放穿过基板/PCB和/或公用电源电路、接收机本地振荡器到下变频器的本地振荡器端口。通过这条线路的传输泄漏与第一条线路产生的直流偏移相似。而且，由这两种方式产生的传输泄漏会在下变频器中进一步混频并产生第三次直流偏移。如果传输信号是调幅的，那么传输泄漏自混频除了直流偏移还会产生低频信号。

图6.12　本地振荡器自混频的直流偏移

图6.13　传输泄漏自混频导致直流偏移

当一个移动站工作时，它有可能受到强烈的干扰。这个强烈的干扰也会在接收机下变频器中产生自混频信号以及直流成分和低频成分（如果这个干扰是幅调的）。这种情况可以在全双工和半双工直接变频接收机中发生，产生的直流或低频成分还可以传播到基带模块中。

包括本地振荡器自混频在内的自混频直流偏移会随着时间而变化，尤其当收发机移动的时候。这种情况下的直流偏移问题比时不变直流偏移要更加难以处理。

显然直接变频接收机中的直流偏移必须消除，否则接收机可能无法工作。在下变频器之后的基带模块增益为70～80 dB。在下变频器输出端口出现的200～250 μ V的直流偏移会使基带放大器的最后一级或VGA饱和。

使用交流耦合或高通滤波器是一种有效消除直流偏移的方法。经验规律是高通滤波器（high-pass filter，HPF）的转角频率应该约为码速率的0.1%或更少，以此来避免信噪比的下降。对数据传输速率较低或信道带宽较窄的系统（如IS-54 TDMA），在接近直流的低频处需要设计一个非常窄的陷波频带（＜50 Hz转角频率），用来消除直流偏移。这种情况中的耦合电容对集成来说太大了。片外无源器件或许也是一种选择。此外，有源直流模块也可以作为替代。对TDMA或GSM系统，使用空闲时隙先于脉冲时隙给高通滤波器电容进行一次时间常数很小的预充电，在充电后将高通滤波器的转角频率调回它的初始值。在使用直接序列扩频（direct-sequence spread-spectrum，DS-SS）技术的系统中，接收机信道带宽事实上是由扩频码片速率而不是数据传输速率决定的。在直流附近0.1%～1%的谱能量可以在较少损失信噪比的情况下消除。

直流偏移抵消技术适用于时变和时不变两种直流偏移。时不变直流偏移可以在不同的增益模式中校准，并以查表的形式储存在内存中，或者直流偏移通过在TDMA接收机空闲时隙中止低噪声放大器输入的虚负载进行估计并存储在内存中。在工作模式或脉冲时隙中，存储的直流偏移被通过数模转换器馈给模拟基带模块减法器，以补偿基于工作增益或估计偏移的固有直流偏移。如果调制方式有平均值为零的时变直流偏移，如QPSK，则可以通过其数字化信号的平均值求出直流偏移。如图6.14所示，测量的直流值可以保持在锁存电路中，然后通过数模转换器在模拟基带输入信号中减去，或者在数字基带信号中减去。直流取消的更新时间为数毫秒到数百毫秒，并且为了合理的精确度，这个时间还将依赖于直流偏移测量的平均时间。

图6.14　抵消直流偏移的一种结构

（二）二阶失真

如果二阶失真不够低，那么它会是另一个对直接变频收发机有重大影响的因素。频率闭环干扰或调幅干扰可以转化成低频带内干扰，包括二阶失真导致的直流成分。信道带内干扰可以在基带模块中传播，并且可能使直接变频接收机性能恶化甚至阻塞接收机。

一个线性度较弱的器件可以由下式表达为

式中，a1是器件增益或损耗；a2是二阶失真系数。

式子右边的第二项是器件的二阶失真。两个强烈的二阶非线性窄带干扰Acos2πfat+Bcos2πfbt输入器件并产生低频成分。使用三角函数表示低频差拍。由二阶失真导致的直流成分可以表示为

对AM调幅干扰，二阶非线性解调了AM并且幅值调制通常是低频信号。假设干扰的形式为［A+m（t）cos2πfmt］cos（2πfct+φ），二阶失真导致了如下低频成分的产生和直流偏移：

因二阶失真引起的对直接变频接收机性能的另一种可能影响是，由二阶非线性产生的期望信号二次谐波与本振的二次谐波相混频，本振产生了期望信号二次谐波的一个基带信号，其带宽两倍于基波期望信号的带宽。这个二阶谐振基带信号与期望基带信号相互重叠并产生信道内干扰。但是，这种影响在使用微分下变频器电路设计时是可以忽略的，因为微分电路对共模信号的排斥可以显著抑制偶阶失真。

在大多数情况下，导致二阶失真干扰的原因是直接变频结构中射频I/Q下变频器的二阶非线性。由前端低噪声放大器和射频放大器二阶非线性引起的低频和直流成分被射频带通滤波器和交流耦合电容阻塞，如图6.10所示。(www.daowen.com)

二阶失真结果的阶数与非线性系数a2是成正比的。器件的二阶非线性通常是由二阶截点IP2决定的，与图6.8所描述的三阶截点和三阶互调类似。自然尺度下的IP2即PIP2是与a2成反比的，即PIP2∝|a1/a2|，其中a1是器件的基波信号增益。为了最小化二阶失真对直接变频接收机的影响，需要使用具有高IP2的射频下变频器，如大于+55 dBm IIP2。

另外，如前面所述，由干扰自混频的成分和传输泄漏与二阶失真结果是相同的。信号混频的数学模型是叉乘，因此两个相同信号的叉乘为x（t）×x（t）（自混频），与信号的平方x2（t）（二阶失真项）是相同的。虽然它们结果相同，但机制并不同。自混频低频电平和直流偏移依赖于射频下变频器的射频和LO端口隔离度，以及/或者下变频器发射器功率放大器和射频端口/LO端口的隔离度。而二阶失真结果的电平是由非线性系数a2决定的。如果干扰或传输有形式［A+m（t）cos2πfmt］cos（2πfct+φ），除非乘子a2需要随着隔离度而变化，否则式（6.14）仍然适用。为了最小化自混频低频成分和直流成分，所有隔离度尽可能高是非常必要的。

（三）I/Q信道失配

在直接变频接收机中，接收到且由射频前端放大后的射频信号直接下变频成两个正交信号，即I基带信号和Q基带信号。I基带信号和Q基带信号在各自的路径中传输并分别放大。在两个模拟基带路径中的信号增益变化都可能大于80 dB。并且如图6.10所示，它们在各自的信道中通过低通信道滤波器。总的来说，即使使用最为先进的射频电路技术也很难保证保持I/Q基带信号在幅值和相位上有完美的平衡，因为它们所通过的是两条完全独立的路径。范围较宽的增益控制使维持两个信号的平衡更为困难。

I/Q信号相位和幅值的不平衡要求取决于其调制方式和系统协议。例如，在CDMA中，如果I/Q信号幅值和相位的不平衡分别不超过1 dB和10°，那么它将不会对性能造成太大的影响。直接变频接收机通过合适的校准和调谐后，有可能获得不大于0.5 dB的幅值不平衡和不大于5°的相位不平衡。通过在数字电路部分使用补偿也可以得到更低的不平衡。

为了获得I/Q信道中增益控制的同步性，使增益控制对不平衡的影响最小化，模拟基带模块的步进式增益控制是更好的选择。这是因为步进式比连续式增益控制的精度更高。控制步长通常是几个dB（如3、6、9dB），而且增益补偿甚至遍及整个控制范围。但是，步进式增益控制在某些步长混合下可以导致直流偏移激增获得增益的增加。

（四）LO泄漏散射

美国联邦通信委员会（Federal Communications Commission，FCC）对每种无线通信系统都有发射标准的规定。在直接变频接收机中，本地振荡器（LO）频率与接收载波频率相同，并且这个散射在接收机频带中。移动站接收机频带中所允许的发射电平范围为-60～-80 dBm。正交下变频器的输入LO电平接近-5～0 dBm。如图6.15所示，为了使天线端口的LO发射电平低于-80 dBm，从下变频器LO端口通过低噪声放大器返回天线端口的反向隔离度最好大于85 dB。

图6.15　LO泄漏路径

基于现代射频集成电路技术，获得UHF微分下变频器LO端口和射频端口的隔离度大于65 dB并不困难。UHF低噪声放大器甚至是单端低噪声放大器在所有的增益模式下很容易得到大于20 dB的反向隔离度。因此，反向传导隔离度通常可以足够高将LO泄漏电平减少到-80 dBm。并且，射频声表面波滤波器和前置选择器的插入损耗可以进一步提高反向隔离度。然而，LO泄漏发射的真正问题在于半导体基板有限隔离度。直接变频接收机集成在一块非常小的半导体基片上。半导体基板的隔离度取决于集成电路设计和电路结构。总的来说，当使用单端低噪声放大器时从下变频器LO端口到低噪声放大器输入端口的基板隔离度在2.0 GHz为60～70 dB。解决该问题的方法是使用微分低噪声放大器或者将低噪声放大器模块与接收机其他部分隔离，如使用独立低噪声放大器模块的集成电路。

（五）闪烁噪声

闪烁噪声也称1/f噪声，因为它是与频率f成反比的。当频率下降时闪烁噪声增强。对于直接变频接收机来说，期望信号的增益在转变为基带信号之前只有25 dB。变频器、基带放大器和基带滤波器产生的闪烁噪声对期望信号有明显的负面影响。

对典型的亚微米级金属氧化物半导体（metal-oxid-semiconductor，MOS）技术，数百微米宽的最小通道宽度和数百微安偏置电流在1 MHz的转角频率附近表现出闪烁噪声特性。在频带（f1，f2）中由闪烁噪声造成的噪声能量上升可以近似用下式表示为

例如，假设f1=10 Hz，相应的对f2=25 kHz或200 kHz的噪声上升值分别为24.96 dB和16.95 dB。显然带宽较窄的信号将更为明显地衰减。互补金属氧化物半导体（complementary metal oxide semiconductor，CMOS）技术对要求高灵敏的尤其是窄带的接收机并不适用。

使用SiGe或BiCMOS技术时，集成电路的闪烁噪声会更低。基于这些半导体技术的直接变频结构可以获得更高的接收机灵敏度。当接收机中使用SiGe或BiCMOS技术时，闪烁噪声的问题并不大；或者当系统是宽频带（如IEEE802.11a或802.11g）时也是如此。