下面将给出超外差射频收发机的总体设计思想，它可能与其他结构，如直接变频结构或低IF收发机不同。无线移动系统的收发机主要有几点考量：电性能、自动增益控制系统、功耗以及总体成本。

（一）接收机灵敏度、线性度和选择性

接收机灵敏度定义为可以获得某个误码率（bit error rate，BER）、误帧率（frame error rate，FER）与误包率（package error rate，PER）的最小可检测信号强度（minimum detectable desired signal strength，MDS）。灵敏度是接收机最重要的参数指标之一，它是由接收机的总体噪声系数和处理增益/损耗所决定的。在超外差接收机中，线性度主要是基于接收机的三阶失真强度所衡量的，它由三阶截点（third-order intercept point，IP3）来表征。如图6.8所示，三阶截点IP3定义为基频信号输出的延伸和三阶互调（intermodulation，IM）曲线的交点。三阶截点的横坐标值称为输入三阶截点（input third-order intercept point，IIP3），纵坐标值称为输出三阶截点（output third-order intercept point，OIP3）（附录3A中给出更多细节）。在接收机设计中IIP3更为常用，而OIP3通常用于发射机设计中。接收机选择性指其在诸多频率信号中识别出某特定频率信号的特性。它主要由接收机中使用的射频、中频与基带滤波器所决定。这些滤波器的响应曲线应该足够陡峭以充分抑制来自相邻信道和其他源的干扰，同时它们也需要足够宽以便通过振幅和相位略有失真的期望信号。

图6.8　非线性系统或器件二阶、三阶截取点和输出对输入功率关系

接收机灵敏度与线性度和噪声系数（noise figure，NF）与IIP3都依赖于接收机链路的增益分布。为了获得更低噪声系数或更高灵敏度的接收机，最好使接收机的前端模块有较高的增益，前端模块即从天线端口通过LNA到射频下变频器输入端口（见图6.1）。在这种情况下，接收机噪声系数主要由前端模块的NF决定，接收链路的后端部分（即从下变频器输入端口到模数转换器输出部分）对于整体噪声系数影响不大。但是，由于接收机总体IIP3随着前端模块增益的提高而下降，则较高的前端模块增益会降低接收机的线性度。在接收机设计中必须要有合适的增益分布，在灵敏度与线性度和NF与IIP3中做出权衡，以得到较好的接收机性能。

总的来说，低NF与高IIP3的器件是比较理想的。但是实际中，想要得到一个在一定的电流损耗下NF和IIP3两方面都有理想表现的有源器件（如放大器或混频器）是比较困难的。在有源器件的电路设计中，基于接收机总体性能，有时为了得到更好的IIP3而牺牲高NF（或反之）是必要的。在接收机设计中，使用IIP3与NF的比率作为接收机的品质因数有助于设计。这个品质因数可以表示为

式中，IIP3是单位为dBm的三阶截点；NF是单位为dB的噪声系数。

这个品质因数Q可以用来优化接收链路的增益分布，即在一个可容许电流损耗的前提下，提供相对较低的NF和足够高的IIP3。

经验规律告诉我们，对于一个良好的接收机设计来说，第一个下变频器的Q比整个使用有源混频器的超外差接收机的Q高10dB左右，比无源混频器的高15dB或更多，这是因为下变频器通常是中频信道滤波器之前的最后一级，会受到接收机前端放大后很强的干扰。达到欧洲电信标准化协会（European Telecommunications Standards Institute，ETSI）最低性能要求标准（GSM05.05）的GSM移动站接收机的Q值约为-30.5dBm（IIP3_min≅-19.5dBm，NFmax≅11dB）；达到了IS-98D标准的CDMA移动站接收机Q值约为-24dBm（IIP3_min≅-14 dBm，NFmax≅10dB）。因此，两种系统射频下变频器的Q值应该分别高于-16dBm和-9dBm。通常为了追求器件或接收机的高Q值，需要消耗更多的电流，因此CDMA移动站接收机所消耗的电流比GSM接收机多。如前面所述，超外差接收机大部分的增益是在IF模块中取得的。关于这一点有两个原因：一是中频信道滤波器的各个后级所要求的Q值通常较低（＜-20dBm或＜-30dBm）并且其电流消耗也较低；二是相对于射频和模拟基带模块，中频模块中的增益更容易连续控制。值得注意的是，连接于天线与LNA之间的前置选择器射频带通滤波器并不会影响接收机总体的品质因数Q，这是因为前置选择器是一个无源器件（它的NF等于插入损耗）使得总体接收机噪声系数和IIP3同时增大了同样的值，故它们的差值即品质因数Q维持不变。

接收机的阻塞特性主要由其选择性、相位噪声和用作接收器LO合成器的杂散等决定。射频带通滤波器作为前置选择器或双工器的一部分应对接收机工作频带外的阻塞和干扰。不同协议的系统通常共享无线移动通信系统的工作频带。中频信道滤波器和基带低通滤波器可以充分地抑制强大的带内（在接收机频带内）干扰。这些信道滤波器也会进一步抑制带外干扰。并且相位噪声和合成器LO的杂散，尤其是射频LO应当设计得足够低，以实现它们混频干扰信号的最小化，因为基带和中频信道滤波器不能抑制这些落入信道带宽内的混频信号。

（二）发射机输出功率、频谱和调制精度

在表6.1所示的上行链路频带是不同协议无线通信系统移动站的发射机频带。传输载波的频率精度通常在±20×10-6（±20ppm）～±5×10-8（±0.05ppm）之间，并且其通常由基准振荡器所决定，基准振荡器一般是温度补偿型石英晶体谐振器（temperature compensated crystal oscillator，TCXO）或压控温度补偿有源晶体谐振器（voltage control temperature compensated crystal oscillator，VCTCXO）。在移动基站中通常有自动频率控制回路（automatic frequency control，AFC）来控制VCTCXO频率并使其跟踪接收到的载波频率。

移动站传输功率大小直接影响了收发机的功耗，以及使用有限电池设备的通话时间。在表6.2中给出了各无线通信系统移动站所用的额定最大传输功率，其范围为21～33dBm，这些功率基于有效辐射功率（effective radiated power，ERP）或增益等于或不等于0dBi的有效全向辐射功率（effective isotropic radiated power，EIRP）来衡量。ERP定义为供给天线的功率与半波振子天线在给定方向上增益的乘积。半波振子天线的增益为2.15dBi。如果移动站的天线增益为1.5dBi或低于半波振子天线增益0.65dB，为了满足23dBm的ERP要求，那么在CDMA移动站天线端口的传输功率需要等于或大于26.65dBm。EIRP是供给天线的功率与全向天线在给定方向上增益的乘积，或0dBi增益，一个例子是：PCS频带CDMA移动站的传输功率是基于EIRP测量的，移动站的天线增益为1.5dBi时，它在天线端口只需要21.5dBm的输出功率来达到23dBm的额定输出功率要求。

表6.2　不同移动站的最大输出功率

在最大输出功率时，移动站发射机的功率放大器（power amplifier，PA）通常占据了大部分的功耗。对于移动站来说，使用一个高效率的功率放大器降低电流损耗并显著提高通话时间是非常重要的。如今，一个提供在25～35dBm中等功率的AB类功率放大器的效率为35%～40%，而C类功率放大器的效率为45%～55%。移动站应该使用什么样的功率放大器完全是由其信息传输的调制方式决定的。在AMPS和GSM（GPRS）中分别使用FM和GMSK的调制方式。这两种移动站都可以使用C类功率放大器，因为FM和GMSK调制波的包络都是恒定的。而在其他系统中，如CDMA或TDMA，则必须使用传统AB功率放大器。因为这些系统中的调相信号（phase modulated，PM）总是伴随着调幅信号（amplitude modulation，AM），对发射链路中的线性度有要求，尤其是作为发射链路最后一环功率放大器的线性度。在功耗容许的条件下，功率放大器的1 dB压缩点最好比它的输出功率高2～3dB。

为了避免移动站发射机的杂散发射与其他电台或系统互相干扰，我们需要严格定义在通信系统中移动站的发射谱。相邻/相间信道的发射能级和传输载波每侧最高2～4 MHz的频率偏移是由调制方式以及基带脉冲整形滤波器决定的。进一步的滤波包括模拟基带中的抗混叠低通滤波器，用来充分抑制近距离发射和超出发射器频带的辐射。这通常需要一定的预失真来补偿模拟基带滤波器引入的额外群延迟失真。对调幅的传输信号，如CDMA和TDMA信号，在相邻或相间信道的发射功率由于发射机的非线性度而提高。在最大输出功率时，发射机的非线性度主要由功率放大器引起，因此需要功率放大器具有较好的线性度保持邻道功率（adjacent channel power，ACP）在指定值之下。

对调频传输信号，如GMSK信号，相位偏移锁相环（offset phase locked loop，OPLL）用来实现射频带通滤波器和频率上变频器的功能。图6.9给出了OPLL的模块示意图。虽然该结构图比射频声表面波滤波器加上射频上变频器更为复杂，但OPLL可以集成在发射器芯片中省掉射频声表面波滤波器，并且它提供了带宽（500 kHz～2 MHz）比射频声表面波滤波器更窄的可调谐射频带通滤波器。

图6.9　偏移锁相环模块图

发射机的另一个重要参数是其调制精度。最常用的调制精度的衡量方式是误差向量幅度（error vector magnitude，EVM），它由理想波形与真实波形的差产生，这个差值称为误差向量。EVM定义为误差矢量信号平均功率与理想信号平均功率之比的平方根值，并以百分比形式表示。发射机中的UHF和VHF合成器的近载波相位噪声会降低调制精度。为了减少此影响，在合成器锁相环带宽中的近载波相位噪声应当低于-75dBc/Hz或者近载波相位噪声与信道带宽的功率比小于-30dB。窄带滤波器的群延迟失真也会提高传输信号的EVM。想得到低EVM，最好将窄带滤波器群延迟失真导致的ISI也保持在一-30dB以下。第三个影响调制精度的因素是载波泄漏。当传输功率较低时，这个因素是调制精度下降的主要因素。即使在非常低的输出功率下，还是应当将传输泄漏压制在低于传输信号25 dB以下。TDMA和WCDMA移动站的EVM分别为12.5%和17.5%或更低。(www.daowen.com)

在CDMA系统中，用波形品质因数ρ代替EVM来描述调制精度。它的定义是实际波形和理想传输波形的归一化相关功率。CDMA移动站的最小品质因数ρ是0.944，但在实际情况中，其ρ值往往大于0.98。上一段中提到所有的会导致EVM下降的因素，也会以相似的方式导致ρ下降。GSM的调制精度是通过测量相位误差得到的，其定义是理想波形和实际波形的相位差。在GSM移动站中，RMS相位误差应小于5°，同时最大峰值偏差小于20°。GMSK的相位偏差可能是由I/Q调制器非线性、OPLL的锁相环带宽以及UHF VCO的带内相位噪声导致的。

（三）动态范围和自动增益控制系统

基于各个无线通信系统，在消息错误率低于指定的要求下，最小的接收信号最高电平在-25～-20 dBm，即在此电平之下移动站可以正常工作，而移动站的动态范围为80～85dBc。表6.2给出了移动站的最大输出功率。因为CDMA系统有近场和远场效应，所以只有CDMA移动站的传输功率有着高动态范围，从23dBm（或更高）到-50dBm（或更低），WCDMA有相似的动态范围（21～-44dBm）。但GSM移动发射机的动态范围比其他无线系统中的动态范围低，它仅有30dB。

设计接收器AGC时应考虑以下几点：

（1）在移动站接收机设计中，灵敏度通常高于最小性能要求3～5 dB，而最大可容许接收信号的量级会有5 dB的余地。关于温度、频率以及增益曲线校准不准确度的总接收机增益变化范围通常为10～15 dB。考虑所有这些因素，接收机AGC控制范围应比协议标准的最小性能要求动态范围高20～25 dB。

（2）接收链路的最大增益由ADC输入设定的电平决定。这个电平在自动增益控制下应保持恒定。为了获得较高的信噪比，ADC输入电平越高越好。但是，有必要为可能的接收信号峰值与平均值比（peak-to-averageratio，PAR）、最大DC偏移、慢衰落预留峰值空间。

（3）大部分无线通信系统的移动站接收机AGC控制精度并不高，为±4～±8 dB。在CDMA和WCDMA系统中，接收机AGC需要更高的控制精度，因为CDMA的接收信号电平决定其传输功率值，而控制精度会影响系统用户容量。目前可以获得的CDMA移动站增益控制精度为±2.0～±2.5 dB。主要的限制是由不良的校准与增益曲线拟合、温度变化、频率变化以及接收信号测量错误导致的增益控制误差，其中接收信号测量错误通常是通过接收机信号强度探测器（receiver signal strength indicator，RSSI）测量的。

（4）CDMA和WCDMA的接收机AGC系统的时间常数约为几个毫秒。GSM和TDMA的AGC控制循环分别约为4.62 ms和20 ms。

与接收机AGC相似，发射机AGC也需要15～20 dB的余量使它能够弥补由温度、频率和其他因素导致的增益变化。在CDMA和WCDMA系统中，开环功率控制精度为±9.5 dB，对20 dB增益变化的响应时间应该在24 ms内完成。闭环功率控制的范围需要达到±24 dB，其精度依赖于控制步长，如1±0.5 dB和0.5±0.3 dB。发射链路的增益控制曲线通常不是线性的，其取决于增益控制曲线的非线性度阶数，将会测量有限个点并作其拟合曲线以获得容限内的控制曲线。其他无线系统发射机的输出功率是步进式而非连续的，取决于输出功率，受控输出功率的容限为±2～±5 dB。

射频发射机链路的输入基带信号来自DAC。DAC输出信号功率通常是很高的，可能接近于DAC的最大电压幅值使其保持较高的信噪比。在对载波和放大器进行调制之前，信号需要进一步过滤减少可能的信道外发射功率以及降低混叠效应。在电路设计中，为了掌控高输入信号功率，需要在发射链路的起始处进行从电压到电流的转换。

为了减少功耗，大部分的增益控制应设计在其中频模块中。射频增益控制在总的发射机增益控制中可能只占1/3～1/5。

（四）其他考虑

对于依赖电池供电的移动站来说，功耗必须设计得很低。移动站不仅要选择低电流损耗的电路和器件，还需要高效电源管理实现低功耗设计。例如，不同的信号功率其电路偏移电流取不同值以节省电流损耗，或者所有的电路都应该在其不使用时尽可能处于关闭状态。电源管理的总则是使用任何可能的方式达到节省能量的目的。

基于现代GaAs、SiGe和CMOS半导体技术使用高度集成的射频电路实现移动站的成本和尺寸最小化。一个单独的射频集成电路（RF integrated circuit，RFIC）可能含有整个收发机，包括UHF和VHF锁相环（phase locked loop，PLL），以及对外部设备的匹配网络，如滤波器和UHF VCO。然而到目前为止，仅有GSM、TDMA中使用的半双工射频收发机可以集成在单个射频集成电路上。由于现在的半导体技术隔离性还不够好，全双工收发机集成方法仍旧是使用两块或多块集成电路芯片。显然，使用高度集成电路可以减少零件数、尺寸以及移动站的成本。