图6.2显示了在无线通信系统中典型的频带分配，包括了由基站到移动站的下行链路（前行链路）和由移动站到基站的上行链路（反向链路）。通常，上行和下行链路的频带带宽是相同的，如Bu=Bd=Ba，并且两个链路的信道间隔也相同。显然下行链路的频带是关于基站发射机和移动站接收机的，而上行链路的频带是关于移动站发射机和基站接收机的。如图6.2中的描述，上、下行链路频带中的信道是成对使用的。例如，如果上行链路中的信道Chl_u用于移动站的发射，则对应的下行链路中的Chl_d信道将被自动分配给移动站的接收机。任何一对信道的中心频率间隔都等于Ba+Bs。例如，美国PCS分配了60MHz的带宽，从1850MHz到1910MHz用于上行链路通信；那么另一个60MHz带宽的频带，1930MHz到1990MHz将用于下行链路通信，二者之间的隔离为20MHz。常用的其他无线通信频带列于表6.1中。应当注意射频信号的带宽是可以大于信道间隔的。例如，CDMA的射频信号带宽约为1.25MHz，但是它的手机频带信道间隔仅为30kHz，PCS频带的间隔也仅为50kHz。

图6.2　上行、下行链路频带结构和信道划分

表6.1　无线通信系统频带分配

无线移动系统的频带分配对于超外差收发机的频率规划有着至关重要的影响。频率规划主要是搜索和选择中频，以最小化超外差收发机的虚假信号响应以及提高收发机的性能。但是，即使如图6.1中所示的那样接收机和发射机都只有一个中频（IF）模块的系统来说，这个工作依旧是烦琐困难的。全双工收发机的频率规划比半双工器更为困难。在全双工收发机中，接收机和发射机同时工作，双向的信号和高次谐波以及混合信号都需要在频率规划时进行考虑。在这种情况下，需要避免所发射的低阶虚假信号出现在接收频带中。

超外差收发机将含有以下几种基本信号：超高频本地振荡器信号、参考振荡器信号、两个或多个甚高频本地振荡器信号、两个或多个中频信号、一个弱射频接收信号和强发射信号。实际问题是由于大部分器件和收发机都有着非线性特性，使得这些信号产生了大量的混频信号和高次谐波信号。在频率规划中，必须分析这些潜在的混频信号和高次谐波信号，例如找到它们的频率和强度。找到不同阶的信号不难，但是在没有各器件合适的非线性模型的情况下，想要得到混频信号和高次谐波信号的强度是很困难的。但是，可以基于混频信号和高次谐波信号的阶数和奇偶数粗略地估计杂散电平。

1.中频选择

在频率规划中，显然第一步应该是选择中频（IF）。全双工移动收发机选择IF的基本原则如下：（1）当接收机和发射机共用一个超高频本地振荡器时（如图6.1中结构），选择接收机中频。在接收机中使用高选择性的中频声表面波滤波器来进行信道选择时，滤波器的性能，如插入损耗和选择性可以与频率相关，并且总的来说其性能是中心频率在低频更好。另外，发射机通常不需要声表面波滤波器，并且其IF由接收机的IF和接收/发射机信道频率间隔所决定，如ΔFRX-TX=Ba+Bs（见图6.2）。它将取决于本振频率FLO高于或低于收发机工作频率FRx和FTx；也取决于接收机频率FRx高于或低于发射机频率FTx。发射机中频IFTx可以由接收机中频IFRx计算得到：

例如，在手机频带CDMA移动站中经常使用的IFRx为85.36MHz，接收机和发射机的信道中心频率之差为45MHz（见表6.1），当使用高本振UHF频率FLO＞FRx＞FTx，由式（6.1）得到IFTx=130.36MHz。

（2）为了避免接收机出现带内干扰，选择接收机IF时应使其满足如下不等式：

式中，假设BTx=Bu，BRx=Bd，BTx=BRx=Ba。若选择的不满足式（6.3）或式（6.4）的要求，接收机的带内干扰原理可以用图6.3解释。在图中可以看到，在移动发射机频带中AF7∧A之内的信道和在接收机频带中APVB之内的下行链路信号或干扰源，二者的频率之差相等或者接近。因此当移动站使用的接收机和发射机信道对在频带和中时，发射信号的泄漏和强干扰源的混合结果很可能将移动站的接收机堵塞；或者另一个基站在频带的下行链路信号频率偏移等于或接近于接收器中频，那么接收机就会被其干扰，如图6.3所示。显然，当IFRx＜Bs时这种问题是不会存在的。

图6.3　潜在带内干扰因素

在手机通信频段，这个频带的跨度为

在CDMA移动站中，最常用的IFRx为85.36MHz，大于BTx+Bs+BRx=70MHz。

（3）IF/2问题是指当干扰源偏离超高频本地振荡器（UHFLO）达到IF/2时，由于与二次谐波的混频在接收机产生一个干扰信号。为了抑制这个可能产生的干扰，接收机中频IFRx应当满足以下不等式：

远大于号意味着干扰源信号的频率应远离接收机频带的边界，并且接收机的前置选择器极大地抑制干扰。

在前例中，用于手机通信CDMA的85.36MHz中频（IF）也满足式（6.5）。此处，可能的IF/2干扰距离接收边界频带894MHz为17.68MHz的位置。

由于接收机前置选择器的边缘特性通常是比较陡峭的，基于式（6.3）选择的IFRx通常可以满足式（6.5）的要求，并且可以显著地抑制可能存在的IF/2干扰。

（4）在多频带的收发机中，如果它们工作在相同无线协议系统下，工作在多个频带的接收机有可能使用同一个IF，因此只需要一个声表面波滤波器作为信道滤波器。但是，接收机IF选择应当基于最宽的工作频带跨度的频域上，如最大的BTx+Bs+BRx。在CDMA移动站中，除了85.36MHz之外经常使用的一个IFRx=186.6MHz。即使在PCS频带其工作频带跨度BTx+Bs+BRx达到140MHz，这个较高的IF也可以满足式（6.3）和式（6.5）。在CDMA的移动站，手机和PCS双频带收发机中应当选择IFRx=186.6MHz作为其两边接收机的IF。

（5）避免低阶发射机IF信号与发射信号或其他无线系统中的UHFLO信号的混频。现在移动站带有GPS接收器或蓝牙收发机（不同于标准无线协议通信系统，如GSM、CDMA或TDMA）用于语音或数据通信。GPS接收器或蓝牙设备可能与CDMA或其他协议收发机同时工作。为了避免与GPS或蓝牙的相互干扰，接收机IF的选择范围还有一些限制。

以PCS CDMA的收发机IF选择为例，GPS接收器的中心频率为1575.42MHz，带宽为2.046MHz，PCS移动站的最低发射频率为1850MHz，因此两者的频率差为274.58MHz。在274.58MHz与274.58+60=344.58MHz之间的范围内选择PCS CDMA的发射机IF并不理想，因为在这个频率范围内的发射机IF信号与频段在1850MHz到1910MHz的CDMA发射信号将有可能产生一个落在GPS的接收器频段1575.42±1.023MHz内的混频信号。一个简单的计算可以证明这一点。如果IFRx等于304MHz，而发射频率为1880MHz，一个可能的混频信号频率等于1880-304=1576MHz，正好落在GPS接收器的频带内。因此，这里的IFRx应当小于274.58-80=194.58MHz或大于344.58-80=264.58MHz，即

然而，蓝牙收发机工作频率为2400～2484MHz。为了避免当使用高本地振荡器时蓝牙的干扰，这个信号成为PCSCDMA接收机的镜像干扰源，IFRx应当小于（2400-1990）/2=205MHz或者可以表达为

由式（6.6）和式（6.7），可以得到PCS CDMA的接收机IFRx应当小于194MHz的结论。

（6）在多频带收发机中，IFRx的选择可能会考虑仅仅使用一个UHF VCO和分频器在多频带工作的可能性。例如，如果收发机工作在手机和PCS频带，从表6.1中知道手机接收频带为FCell_Rx_L=869MHz到FCell_Rx_H=894MHz，而PCS接收机频带从FPCS_Rx_L=1930MHz到FPCS_Rx_H=1990MHz，那么IFRx最好能使以下频带尽可能地互相覆盖：

在UHF VCO的调谐范围之内，即VCO中心频率的5%～7%，在式（6.8）中，Min［A，B］是最小值函数，即取A与B中的最小值。

在上例中，可能会使用一个2GHz的VCO，那么其调谐范围约为100～140MHz。如果接收机IF为186.6MHz，那么手机和PCS两个频带都工作的频率变化范围为

正好在2GHz VCO调谐的范围之内。

（7）接收机的信道选择也在某种程度上依赖于接收机IF的选择。总的规律是低IF比高IF相对来说更容易取得较高的选择性。尤其对于窄带无线系统，如AMPS和TDMA系统，当中心频率大于150MHz而系统的信道带宽小于25kHz时是很难制作高性能的IFSAW的。因此，不只是IF滤波器的选择性，其可制作性也影响着IF的选择。

这里在只有一个中频模块的全双工收发机的基础上对如何选择接收机IF进行了讨论。同样的选择标准也可以应用于半双工收发机，并且效果更佳，因为半双工系统中接收机和发射机不需要同时工作。发射机产生的杂散辐射并不直接干扰接收机，有可能影响其他工作在同一个信道频率的移动站。对于有多个中频模块的收发机来说，它的第一个IF可以用以上所讨论的标准来选择。

2.杂散分析

在接收机IF选定之后，如果接收机和发射机共用一个LO，那么发射机IF通过UHF LO频率将很容易决定。否则，发射机IF必须单独确定。全双工收发机中的基本信号通常含有很强的射频发射信号、弱射频接收信号、频率可变UHFLO、固定频率的发射机VHF VCO、固定频率的接收机VHF VCO以及参考信号、接收机IF和发射机IF信号。发射机与接收机的VHF VCO频率可以等于或两倍于相对应的IF信号频率（具体需要根据如何完成π/2相移来选择）。毫无疑问，收发机的非线性导致了大量由基本信号的谐波和混频所造成的杂散。在杂散分析中最重要的是确定杂散的频率和强度，基于频率和强度数据，可以评估频率规划是否可行。

基本信号的谐波与混频的阶数依赖于收发机工作频带和其他相关频带。高达8～12阶的射频或UHF信号、高达14～20阶的IF或VHF信号，以及高达30～40阶的参考信号可能足以用来进行杂散分析。基本信号的谐振频率计算是较为简单的。混频结果可能由多个信号产生，其频率可以表示为m×FTx±n×IFTx±p×FRef±…±q×FRx_VCO其中m、n、p与q是整数。然而，因为它们是强度较弱的高阶杂散，所以这些混频的结果是次要的。事实上，最为危险的杂散通常是两个频率为fA与fB的基本信号低阶混合的结果，其混合频率为

式中，m与n分别是等于0，1，2，3，…的整数。当m或n为0时，表示基本信号A和B的谐振信号频率。这两个基本信号可以是之前描述的6种信号中任意两种。2个信号混合的不同阶合成频率是比较容易计算的，这意味着准确地预言出杂散的频率可能是比较简单的（即使这些杂散是由多个信号，共同产生的），然而杂散的强度可能无法轻易地确定。

在频率规划或选定IF的过程中，以下这些频带中最小化杂散频率的数量，尤其是发射机杂散的数量是至关重要的。

1）接收机工作频带

（FRx_L，FRx_H）（见表6.1）

2）接收机工作频带的镜像频率

3）IF/2频带(www.daowen.com)

4）发射机工作频带

（FTx_L，FTx_H）（见表6.1）

5）UHF LO频带

6）其他相关频带

GPS频带（1575.42±2）MHz。假设在频率规划的过程中将GPS收发机纳入使用范围中。

事实上，想要避免杂散落入以上的所有频带也许是不可能的。检查这些在工作频带中的杂散是否落入了移动站收发机的信道中是非常必要的。最好的方法是使用杂散响应图（spurious response chart）。

下面介绍如何使用杂散响应图。以IFRx=186.6MHz的手机频带全双工收发机为例，并且收发机使用高LO结构。在本例中，发射机IF为IFTx=186.6+45=228.6MHz，UHF LO调谐范围是1052.6～1077.6MHz，接收机和发射机VHF VCO的频率分别是IFRx和IFTx的两倍。参考频率FRef定在19.2MHz。基于这些基本信号频率，杂散的频率可以使用式（6.9）进行计算。

当收发机调谐在手机频带，（3×FTx和7×IFTx、3×FUHF_LO和5×FVHF_LO）以及4×FTx和11×IFTx的混频结果落入了接收机频带，如图6.4所示。（3×FTx，7×IFTx）和（3×FUHF_LO，5×FVHF_LO）的杂散响应频率曲线完全重合。在本图以及接下来的两张图中横轴是发射机调谐频率。可以清楚地看到，杂散响应曲线与接收机调谐曲线没有交点。这表示发射机射频和IF信号低于15阶以下的混频结果没有在接收机工作频带内的信道中。

图6.4　接收机频带杂散响应

如图6.5所示，4×FTx和11×IFTx（或4×FUHF_LO和7×FTx_VHF_VCO）以及2×FVHF_LO和7×FTx_VHF_VCO或（2×FTx和12×IFTx）的混频杂散响应落在UHF LO频带中，这两条杂散响应曲线与UHF LO调谐曲线相交于同一点（838.2，1066.8）MHz。对应的接收机信道频率为886.2MHz。这两个频率在1066.8MHz附近的杂散与接收机信号共同产生了IFTx=186.6MHz的信道内干扰源。但是，因为这种干扰效应属于高于9阶的杂散，而UHF和VHF VCO产生的低阶杂散能量低于发射机射频和IF信号在UHF LO频带内产生的高阶杂散，所以可以通过电路板结构或屏蔽的设计来减少杂散干扰。

图6.5　UHFLO调谐频带杂散响应

有两个IF/2频带（960.8，985.8）MHz和（1144.4，1169.4）MHz内的杂散响应曲线与IF/2调谐曲线并不相交。图6.6展示了2×FTx和3×IFTx的混频杂散响应与较低的IF/2频带中的IF/2调谐曲线。杂散响应曲线与IF/2调谐曲线在低频边缘非常接近，但是并没有在这个频带内相交。没有任何低于15阶的杂散落入镜像频带或GPS频带。没有任何发射机IF和VHF VCO信号，也没有任何接收机IF和VHFVCO信号的调谐信号落入前面描述的频带中。但是，19.2MHz参考信号的46阶谐波恰好位于886.2MHz信道内。这个杂散信号也许会使窄带系统，如AMPS接收机的灵敏度下降，但是对于宽带系统如CDMA的接收机不会造成太大的影响。即使在窄带系统中，这个高阶参考信号杂散谐振也很容易在实现过程中轴抑制。

图6.6　IF/2频带内的杂散响应

在发射机频带中，存在着1×FUHF_LO和12×FRef的杂散响应。如图6.7所示，这条杂散响应曲线与发射机调谐曲线相平行，并且其间距仅有1.8MHz，因此杂散在所有的信道中总是伴随着发射信号。如果这个杂散的强度足够大，它将对发射机的发射信号造成显著影响。然而，我们很容易通过一些方法来抑制这个信号，如使用微分电路设计、合适的滤波器与精心的芯片设计和电路布局设计，这是因为这个信号来自于参考信号12阶谐振的混频结果，通常偶次非线性弱于奇次，所以滤波过程可以充分地抑制12阶谐振。

在这些杂散中，防止以下基本信号的谐振落入接收机可调谐射频信道频带的中心频率和IF信道频带中是非常必要的：参考信号谐波、发射机IF信号谐波、发射机VHF VCO信号谐波、接收机VHF VCO信号谐波。

如果参考信号的谐波落入了接收机IF信道频带内，将导致接收机所有信道的接收灵敏度下降。如果发射机IF信号和VHF VCO信号的谐波落入接收机射频信道内，它们将会是低阶谐波信号。低阶杂散将严重影响接收机的性能，并且当它们混入接收机信道后会非常难以处理。

图6.7　发射机频带的杂散响应

半双工收发机的频率规划比全双工简单。例如，发射机产生的杂散将不会对接收机的性能产生直接影响。然而，全双工收发机的杂散分析和频率规划仍然适用于半双工收发机，并且其限制减少。其他关于频率规划和杂散分析的方法可以在参考文献［1］中找到。